摘要：介绍了利用TOPSwitch构成的反激变流器，并从传递函数补偿的角度分析了反馈电路的设计方法。通过反馈电路结构和参数的调整，变流器的输出电压纹波大幅度减小，抗干扰性能得到了加强，效率有所提高。

关键词：单片开关电源；反激；反馈；传递函数

0    引言

    近年来，中小功率的开关电源向着单片集成化的方向发展。1997年，美国功率集成公司（Power Integration Inc，简称PI公司）推出三端单片电源TOPSwitch—II系列[1]。该系列产品将MOSFET和控制电路集成在一起，不仅提高了电源效率，而且使电源的体积和重量大为减小。

    由于TOP系列单片电源的集成度很高，外围电路十分简单，本文在试验的基础上分析并改进了反馈网络，验证了其对电路性能提高的有效性。

1    TOPSwitch开关电源反馈电路设计

    TOPSwitch的外围电路主要分为输入整流滤波电路、钳位保护电路、高频变压器、输出整流滤波电路和反馈电路5部分。其中前4部分电路设计可以在PI公司的网站上找到专用的设计软件进行计算，电路的参数和器件型号都能满足TOPSwitch开关电源的需要。

    至于反馈电路，由于PI公司没有专用的工具，所以必须根据电路的实际情况进行设计。单片开关电源的反馈形式虽然有很多，但可以归结为图1所示的4种基本形式。其中图1（a）为基本反馈电路，电路简单但稳压性能较差，负载调整率只能达到S_I=±5％；图1（b）为改进型反馈电路，增加了一只稳压管D₅，可以使S_I改善到±2％；图1(c)为带稳压管的光耦反馈电路，相当于给TOPSwitch增加一级外部误差放大器，再与内部误差放大器配合使用，可以对输出电压进行调整，S_I可到达±1％；图1（d）为带TL431的光耦反馈电路，用三端线性稳压管代替图1（c）中的稳压管D₅，从而对输出电压进行精细调整，S_I=±0.2％。

（a）基本反馈电路

（b）改进型反馈电路

（c）带稳压管的光耦反馈电路

（d）带TL431的光耦反馈电路

图1    反馈电路的4种基本形式

    设计开关电源时，一般根据实际技术要求选择合适的反馈电路，本文就图1（d）的反馈形式进行分析，并给出较为实用的电路结构，图2是应用TOP224及精密反馈电路构成的反激变流器，交流通用输入（85～265V），多路输出，要求主输出电压纹波在0.5％以内，负载调整率S_I=±0.2％。

图2    基于TOP224构成的精密反馈反激变流器

    对于图2电路，主要就是要确定R₄、R₅、R₆及R₇的值。电路利用输出电压与TL431构成的误差比较器，通过光耦PC817线性关系的电流变化控制TOPSwitch的I_c，从而改变PWM宽度，达到稳定输出电压的目的。从TOPSwicth的流入控制脚C的电流I_c与占空比D成反比关系，如图3所示。

图3    TOPSwitch占空比与控制电流的关系

    为使PWM线性调节，控制脚电流I_c应在2～6mA之间，而Ic是受光耦二极管电流I_f控制的，由于光耦PC817是线性光耦，二极管正向电流I_f在3mA左右时，三极管的集射电流I_ce在4mA左右，而且集射电压V_ce在很宽的范围内线性变化。因此确定选PC817二极管正向电流I_f为3mA。

    从TL431的技术参数知，V_ka在2.5～37V变化时，I_ka可以在1～100mA内大范围变化，一般选20mA即可，既可以稳定工作，又能提供一部分死负载。

    由以上分析，可以得到一组关系式，有

    （1）

式中：V_f是PC817二极管压降；

      V_R是TL431参考端电压；

      V_o是输出电压。

    根据以上计算得到：R₄=10kΩ、R₅=10kΩ、R₆=470Ω、R₇=150Ω。

    使用以上参数构成的反激变流器，由于高频变压器漏感的存在以及PCB的布局不够合理，使得输出电压纹波较大，达到150mV（=3％），所以必须对控制电路进行改进，进一步提高控制环路的增益和带宽，改善电路的瞬态响应，以降低输出纹波。

    TOPSwitch的控制函数有两个极点，第一个极点频率为7kHz，它是由内部阻容元件构成的低通滤波器决定的，其截止频率为7kHz，能滤掉开关噪声电压，而对误差电压只产生很小的相移。第二个极点频率为1.7kHz，是由自动重启动电容C₈（47μF）和控制端动态阻抗Z_c决定的，该极点适用于开关电源在不连续模式且占空比D<50％情况下。

    反激变流器的控制框图如图4所示。在设计反馈网络前，假设PC817的电流传输比CTR=100％，而且因为TOPSwitch的控制是电流模式，所以PC817构成的传递环节不影响整个系统的频率响应，令K_ea=1，并且所有设计采样点在输出的小LC滤波环节之前。此时，开环传递函数为[3]

图4    反激变流器控制框图

            图中：K_pwr为反激变换器等效传递函数

                  K_LC为输出滤波电路传递函数

                  K_fb为输出电压取样传递函数

                  K_ea为反馈电路传递函数

                  K_emod为PWM调制等效传递函数

    G(s)=K_modK_pwrK_fb=1×（2）

式中：ω_z1=1/R_cC；

            ω_z2=；

           ω₀=；

      Q=；

      V₁为折算到低压侧的原边直流电压；

      R_L为负载电阻；

      L为高频变压器次级电感。

    代入电路参数得

    G(s)=20

    TOPSwitch的开关频率为100kHz，为了避免其引起过多的相移，一般取带宽为其频率的1/4～1/5，我们取1/5为20kHz。则此时的相位

    φ=arctan(20/33)－arctan(20/14)－arctan(20/49)=－46°

    如果用单极点补偿〔如图5（a）所示〕，则带宽处的相位裕度为180－90－46=43°，比工程上一般要求的45°偏小，所以采用双极点补偿形式来提升相位裕度。图5（b）具有两个极点和一个零点，把第一个极点设定在原点，第一个零点一般在带宽的1/8左右，这样在带宽处提升相位10°左右，此零点越低，相位提升越明显，但太低了就降低了低频增益，使输出调整率降低，这里取2kHz。第二个极点的选取一般是用来抵消右半平面零点（一般由输出电容的ESR引起）的增益升高，保证增益裕度，使带宽处保持－20db/10decade的形状，这里取极点频率50kHz，如图6所示。

（a）单极点补偿

（b）双极点补偿

图5    两种补偿形式及其频率响应

图6    极点补偿的频率响应

    补偿网络通频带增益A_d=0，所以有R₃/R₁=1，对应图2中，R₈=R₄=10kΩ。又有f_z1=2kHz，f_p2=50kHz，

得到C₁=318pF，C₂=8nF。对应图2中C₉=318pF，C₈=8nF。

    此时带宽处的相位裕度为180－90＋10－46=54°，满足工程上的要求。在低于0dB带宽后，曲线为－40dB/decade，这样增益迅速上升，低频部分增益很高，使电源输出的直流部分误差非常小，并且有很好的负载调整率和电压调整率。

2    实验结果

    按以上分析得到的参数设计了一款反激变流器电路，单片开关电源选用TOP224Y，总功率45W，输出＋5V（6A），±15V（1A），图7、图8为实测波形。输出电压纹波为20mV（=0.4％），电压调整率S_V<10mV（<0.2％）,负载调整率S_I=10mV（=0.2％），效率达到80％。

图7    ＋5V输出直流电压及纹波(主输出)

图8    ＋15V输出直流电压及纹波（7815稳压）

3    结语

    本文通过分析反激变流器的传递函数，设计出一种较好的补偿网络，并给出一些主要的参数的计算方法。针对实验电路，可以发现应用新的补偿网络，输出电压纹波得到很大改善，抗干扰性能得到提高，而且电源效率有一定改善。