打印本文 
关闭窗口 关键词：准谐振；软开关；反激变换器；IRIS4015
１ 概述
ＩＲＩＳ４０１５是将ＭＯＳＦＥＴ和开关电源控制器封装在一起的组合集成电路，主要应用于反激式准谐振变换器。该器件采用５脚ＳＩＰ或ＳＭＤ封装，适用于各类高低压开关电源。该器件的静态工作电流很低（１００μＡ），具有内部软启动、温度补偿的逐脉冲过流保护ＯＣＰ、过压锁定保护（ＯＶＰ）和过热关断保护（ＴＳＤ）等功能。
２ 引脚功能
ＩＲＩＳ４０１５的管脚排列如图１所示。各引脚的功能如表１所列。
３ 应用电路工作原理
ＩＲＩＳ４０１５在反激电源中的典型应用电路如图２所示。
３．１ 反馈和控制电路
表1 IRIS4015的引脚功能
| 引脚号 | 引脚名 | 功 能 |
| 1 | S | 内部功率MOS管源极引出端 |
| 2 | GND | 芯片地 |
| 3 | D | 内部功率MOS管漏极引出端 |
| 4 | VCC | 芯片电源 |
| 5 | OCP/FB | 过流检测/输出电压反馈端 |
振荡器利用ＩＣ内部的电容Ｃ１充放电来产生决定ＭＯＳＦＥＴ关断时间的脉冲信号。振荡器的工作过程如图３所示。当ＭＯＳＦＥＴ开通时，内部５．６Ｖ恒压源对电容Ｃ１充电，ＭＯＳＦＥＴ的漏极电流ＩＤ流经Ｒ５产生压降ＶＲ５后反馈到ＯＣＰ／ＦＢ脚，以实现初级电流控制。当ＯＣＰ／ＦＢ脚电压达到基准１（０．７３Ｖ）时，比较器１翻转，ＭＯＳＦＥＴ关断，Ｃ１结束充电，并开始恒流放电。当Ｃ１两端电压下降到基准２（１．２Ｖ）时，振荡器输出再次反相，ＭＯＳＦＥＴ导通，Ｃ１两端电压迅速充电到５．６Ｖ，ＭＯＳＦＥＴ反复循环开关工作。ＭＯＳＦＥＴ的导通时间由ＶＲ５的斜率决定。同样，ＭＯＳＦＥＴ的关断时间由Ｃ１和恒流放电电路决定。关断时间由内部恒流放电电路调整到约５０μｓ。
次级输出电压采用电压型控制。输出电压通过光耦在Ｒ４两端产生反馈电压ＶＲ４，反馈电压与Ｒ５两端降压ＶＲ５之和使比较器１翻转。当输出电压升高时，ＯＣＰ／ＦＢ脚电压升高，从而使ＯＣＰ／ＦＢ脚电压达到基准电压１（０．７３Ｖ）的时间缩短，并使ＭＯＳＦＥＴ的导通宽度变窄，以减少反激变压器存储的能量使输出电压降低。
次级输出电压采用电压型控制。输出电压通过光耦在Ｒ４两端产生反馈电压ＶＲ４，反馈电压与Ｒ５两端降压ＶＲ５之和使比较器１翻转。当输出电压升高时，ＯＣＰ／ＦＢ脚电压升高，从而使ＯＣＰ／ＦＢ脚电压达到基准电压１（０．７３Ｖ）的时间缩短，并使ＭＯＳＦＥＴ的导通宽度变窄，以减少反激变压器存储的能量使输出电压降低。
３．２ 过流保护及正反馈补偿
过流保护电路通过检测ＭＯＳＦＥＴ源极和ＧＮＤ之间串联电阻Ｒ５两端的电压，可检测ＭＯＳＦＥＴ的漏极电流，该检测信号和ＶＲ４之和将反馈到ＯＣＰ／ＦＢ脚并与基准电压１（０．７３Ｖ）比较，以实现限流功能。
过流保护电路动作时，输出过流使输出电压下降，同时辅助绕组的电压也相应下降，当Ｖｃｃ降到ＵＶＬＯ门限电压以下时，控制器停止工作。输出电流持续下降，Ｖｃｃ电压因启动电路工作而升到启动电压，从而使电路间歇性工作。
过流保护电路动作时，输出过流使输出电压下降，同时辅助绕组的电压也相应下降，当Ｖｃｃ降到ＵＶＬＯ门限电压以下时，控制器停止工作。输出电流持续下降，Ｖｃｃ电压因启动电路工作而升到启动电压，从而使电路间歇性工作。
当交流输入电压较高时，漏极电流较小，此时达到过流保护时的输出功率值将大于低压输入时的输出功率值。而加入由两个电阻和一个稳压管组成的正反馈补偿电路后（如图４所示），在交流输入电压较高时，其总输出功率变化不大。
加入正反馈补偿后，当输入交流电压较高时，辅助电源在ＯＣＰ／ＦＢ脚产生的偏置电压会降低ＭＯＳ-ＦＥＴ漏极的平均电流。这样，由于漏极电流减小，初级绕组漏感引起的反电压降低，ＭＯＳＦＥＴ两端承受的电压减小，同时也降低了电感电流。因此，加入正反馈补偿电路后，输出功率会被控制在适当的范围内，同时，次级侧元件承受的应力也不会过大。
３．３ 准谐振电路分析
图５给出了各点的波形图。图中，谐振电容Ｃ３接在ＭＯＳＦＥＴ的漏极和源极之间，它和变压器的初级电感构成了谐振电路。辅助绕组和ＯＣＰ／ＦＢ脚之间加入Ｃ４、Ｄ３、Ｄ４、Ｒ５组成的延迟电路，可在ＭＯＳ-ＦＥＴ关断时产生准谐振信号，并通过比较器１和２使电路工作在准谐振状态。
变压器能量传送给次级绕组后，延迟电路使准谐振信号仍维持在ＯＣＰ／ＦＢ脚，而不是立即降落，这是因为Ｃ４、Ｃ５通过有源低通滤波器和电阻Ｒ６、Ｒ７放电所致。经过一段延迟时间后，ＯＣＰ／ＦＢ脚电压下降到基准电压１以下。调整Ｃ４并监测电压波形，当ＭＯＳＦＥＴ的漏源电压达到最低时，电路将产生谐振信号使ＭＯＳＦＥＴ开通。延迟时间由Ｃ４、Ｃ５的放电时间决定，不加Ｃ４时，延迟时间较短。由于加在ＯＣＰ／ＦＢ脚的最高电压为６Ｖ，所以准谐振信号的幅值不能超过６Ｖ。
３．４ 锁定电路
过压保护电路和过热关断电路动作时，锁定电路使振荡器输出低电平，从而使电源电路停止工作。当Ｖｃｃ为８．５Ｖ时，锁定电路的最大维持电流为４００μＡ。低温时，经启动电阻流进Ｖｃｃ脚的维持电流需要５００μＡ。为了避免噪音等因素引起误动作，锁定定时器将产生一个延迟时间，当ＯＶＰ或ＴＳＤ电路持续工作８μｓ或更长时间时，锁定电路才开始动作。当锁定电路动作后，稳压器仍工作。由于通过启动电阻供给控制器的电流会超过５００μＡ，从而使启动电阻的压降增大，所以Ｖｃｃ电压下降。当Ｖｃｃ电压下降到ＵＶＬＯ－门限电压１０Ｖ以下时，稳压器停止工作。当电路电流低于４００μＡ时，电压Ｖｃｃ开始上升。当电压Ｖｃｃ上升到ＵＶＬＯ＋启动电压（１６Ｖ）时，稳压器又开始工作，控制器的电流再次增加，电压Ｖｃｃ则再一次下降。
锁定电路工作时，电压Ｖｃｃ会在１０Ｖ～１６Ｖ范围内波动，如图６所示。而要使锁定电路复位，必须切断输入电源。
锁定电路工作时，电压Ｖｃｃ会在１０Ｖ～１６Ｖ范围内波动，如图６所示。而要使锁定电路复位，必须切断输入电源。
３．５ 过压保护电路
当控制器输入电压Ｖｉｎ超过２２．５Ｖ时，过压保护电路将动作。控制器输入电压Ｖｉｎ由变压器的辅助绕组提供，该电压与输出电压成正比。当次级电压反馈电路开路或其它原因引起次级过电压时，过压保护电路也会启动。过压保护动作时，次级输出电压可由下式计算：
Ｖｏｕｔ＝（额定输出电压／Ｖｃｃ正常工作电压）×２２．５Ｖ
４ 结语
以ＩＲＩＳ４０１５为核心的电源变换器具有成本低、外围电路简单、保护电路完善等优点。且在空载时，电路工作电流很低（１００μＡ）。由于该控制芯片的待机功耗仅约０．８Ｗ，因而十分适用于各种对待机功耗要求比较严格的电器设备。
打印本文 关闭窗口