1  引言
   零电压开关三电平直流变换器（Zero-Voltage- Switching Three-Level dc/dc Converter，ZVS TL变换器）的最大优点是它的开关管电压应力为输入直流电压的一半，因此非常适用于高输入电压中大功率应用场合^[1]。该TL变换器实质上是一个半桥变换器，因此应更准确地定义为半桥TL变换器。文[2]分析了半桥TL变换器的推导思路，并将该推导思路推广到所有的直流变换器中，由此提出了一族TL变换器电路拓扑，包括Buck，Boost，Buck-Boost，Cuk，Sepic，Zeta等6种非隔离的TL变换器。以及Forward，Flyback，Push-Pull，半桥和全桥等隔离的TL变换器。这些变换器中开关管的电压应力为其原型电路的一半，其中6种非隔离的TL变换器和全桥TL变换器还可以得到三电平波形，从而大大减小滤波元件的大小。
   但是，这6种非隔离的TL变换器的输入与输出是不共地的，这个缺点限制了它们的使用范围。本文对这6种非隔离的TL变换器进行改进，使其输入与输出共地，同时保留了它们的优点。本文以Buck TL变换器为例进行了分析和实验验证。
2  隔直电容的提出
    图1(a)是一个非隔离的半桥变换器，E（E₁、E₂、E₃和E₄）和D两点是一个交变的方波电压，其幅值为V_in /2。通过由D₁~D₄组成的整流桥后，在AB两点得到幅值为V_in /2的直流方波电压。请注意，为了描述方便，这里将E点分解为E₁、E₂、E₃和E₄4个点。
    当Q₁导通时，滤波电感电流i_Lf流经分压电容C_d1、Q₁、E₁E₃段、D₃、L_f、C_f //R_Ld、D₂和CD段，最后回到D点。当Q₂导通时，i_Lf流经分压电容C_d2、CD段、D₁、L_f、C_f //R_Ld、D₄、E₂E₄段和Q₂，最后回到电源负。由于E₁E₂段和E₃E₄段实际上没有流过电流，可以将其断开。而Q₁和D₃是串联的，可以将D₃去掉。同理，也可以将D₄去掉。将该变换器重新整理后得到图2所示的变换器，它实际上就是文[2]提出的Buck TL变换器。
    无论是半桥变换器还是Buck TL变换器，如果2只分压电容电压相等，Q₁或Q₂导通时，AB两点电压均为V_in /2。如果分压电容电压不相等，比如V_Cd1>V_Cd2，那么当Q₁导通时，v_AB>V_in/2；而Q₂导通时，v_AB<V_in/2。对于Buck TL变换器，分压电容电压不相等还会导致2只开关管电压应力不相等。
    在半桥变换器中，分压电容电压如果不相等，ED两点的交流电压中有直流分量。为了将直流分量去掉，可以在CD段串入一个隔直电容。同样，也可以在Buck TL变换器的CD段串入一个隔直电容C_block，以保证Q₁或Q₂导通时，v_AB=V_in/2，并且使Q₁和Q₂的电压应力均为V_in/2。

3  非隔离TL变换器的改进
3.1  Buck TL变换器的改进
    在图1(b)中，稳态工作时，C_block的电压V_cb为

也升高。如果将C_d1增大到无穷大，这时V_Cd1=0，V_Cd2=V_in，而V_cb=V_in/2。由于C_d1=¥，相当于短路，可以直接用一根导线代替，此时C_d2与输入电压并联，可以省去。这时可以将Q₂移到电源正端，由此可以得到改进后的Buck TL变换器，如图2所示，其输入与输出是共地的。这里要说明的是，该变换器与文[3]提出的变换器是一样的。
3.2  Boost TL变换器的改进
    图3(a)是输入输出不共地的Boost TL变换器，同样可以在交流段串入一个隔直电容，稳态时，其电压为

C_f2保持不变，增大C_f1，那么V_Cf1将降低，V_{Cf 2}将升高。与此同时，V_cb也升高。如果将C_f1增大到无穷大，这时V_{Cf 1}=0，V_{Cf 2}=V_o，而V_cb=V_o /2。由于C_f1=¥，可以直接用导线短接。将D₂移到上面，由此可以得到改进后的Boost TL变换器，如图3(b)所示，其输入输出是共地的。值得说明的是，该变换器与文[3]提出的变换器是一样的。

3.3  Buck-Boost TL变换器的改进
    图4(a)是输入输出不共地的Buck-Boost TL变换器，同样可以在交流段串入一个隔直电容，稳态时，其电压为

该变换器的改进可分2步进行。
    第1步：C_d2保持不变，将C_d1增大到无穷大，这时V_Cd1=0，V_Cd2=V_in，而V_cb=V_in/2。由于C_d1=¥，可以直接用导线短接，此时C_d2与输入电压并联，可以省去。这时可以将Q₂移到电源正端。
    第2步：C_f2保持不变，将C_f1增大到无穷大，这时V_Cf1=0，V_Cf2=V_o，而V_cb=(V_in+V_o)/2。由于C_f1=¥，可以直接用导线短接。将D₂移到上面。由此就得到了改进后的Boost TL变换器，如图4(b)所示，其输入与输出是共地的。

3.4  Cuk TL变换器的改进
    图5是输入输出不共地的Cuk TL变换器，也可在交流段串入一个隔直电容，稳态时，其电压为

可以直接用导线短接，由此可以得到改进后的Cuk TL变换器，其输入输出是共地的。

3.5  Sepic TL变换器的改进
    图6(a)是输入输出不共地的Sepic TL变换器，同样可以在交流段串入一个隔直电容，稳态时，其电压为

该变换器的改进也可分2步进行。
    第1步：C_b1保持不变，将C_b2增大到无穷大，这时V_Cb2=0，V_Cd1=V_in，而V_cb=V_in/2。由于C_b2=¥，可以直接用导线短接。
    第2步：C_f2保持不变，将C_f1增大到无穷大，这时V_Cf1=0，V_Cf2=V_o，而V_cb=(V_in-V_o)/2。由于C_f1=¥，可以直接用导线短接。将D₂移到上面。由此就得到了改进后的Sepic TL变换器，如图6(b)所示，其输入与输出是共地的。

3.6  Zeta TL变换器的改进
    图7(a)是输入输出不共地的Zeta TL变换器，也可在交流段串入1个隔直电容，稳态时电压为

    该变换器的改进也可分2步进行。
    第1步：C_d2保持不变，将C_d1增大到无穷大，这时V_Cd1=0，V_Cd2=V_in，而V_cb=V_in/2。由于C_d1=¥，可以直接用导线短接，此时C_d2与输入电压并联，可以省去。这时可以将Q₂移到电源正端。
    第2步：C_b1保持不变，将C_b2增大到无穷大，这时V_Cb2=0，V_Cb1=V_o，而V_cb=(V_in-V_o)/2。由于C_b2=¥，可以直接用导线短接。由此就得到了改进后的Zeta TL变换器，如图7(b)所示，其输入与输出是共地的。
4  输入输出共地的Buck TL变换器
4.1  工作原理
    本节以Buck TL变换器为例讨论输入输出共地的TL变换器的工作原理及其特性。参考图2，开关管Q₁和Q₂交错工作，其驱动信号相差180°相角。隔直电容C_block一般较大，稳态工作时，其电压为V_cb=V_in/2。图8给出了开关管的占空比D大于0.5和小于0.5时的主要波形图，图9给出了各个开关模态的等效电路。

     参考图8(a)，当D>0.5时，1个开关周期内有4个开关模态，其中[t₀，t₁]和[t₂，t₃]是一样的，2只开关管同时导通，加在A、B两点的电压为V_in，电感电流i_Lf线性上升，如图9(a)所示。在[t₁，t₂]时段，Q₂关断，Q₁导通，C_block给负载供电，如图9(b)所示。此时v_AB=V_cb=V_in/2，i_Lf线性下降，加在Q₂和D₁上的电压为V_in /2。在[t₃，t₄]时段，Q₂导通，Q₁关断，i_Lf流过C_block，如图9(c)所示。此时v_AB=V_in-V_cb=V_in/2，i_Lf线性下降，加在Q₁和D₂上的电压为V_in/2。
    参考图8(b)，当D<0.5时，1个开关周期有4个开关模态，其中[t₁，t₂]和[t₃，t₄]是一样的，2只开关管同时关断，如图9(d)所示，此时v_AB=0，i_Lf线性下降。在[t₀，t₁]时段，Q₁导通，Q₂关断，C_block给负载供电，此时v_AB=V_cb=V_in/2，i_Lf线性上升，如图9(b)所示。在[t₂，t₃]时段，Q₂导通，Q₁关断，i_Lf流过C_block，如图9(c)所示。此时v_AB=V_in-V_cb=V_in/2，i_Lf线性上升。

4.2  输入、输出关系
    从图8(a)中可以得到


式中  T_s为开关周期；T_on为开关管的导通时间；T_off为开关管的截止时间。定义D＝T_on/T_s为占空比。
    从图8(b)中可以得到

从式(7)和(8)可以看出，当电感电流连续时，输出电压与输入电压的比值为D，这与传统的Buck变换器是完全一样。当电感电流断续时，Buck TL变换器的输出电压与输入电压的关系与传统的Buck变换器是类似的，限于篇幅这里不再详细讨论。输入输出共地的Buck TL变换器的外特性与输入输出不共地的Buck TL变换器的外特性^[4]是完全一样的。
4.3  特点
    前面的分析表明，输入输出共地的Buck TL变换器保留了输入输出不共地的Buck TL变换器的所有特点：
    （1）开关管和续流二极管的电压应力为V_in /2；
    （2）v_AB可以得到三电平波形，滤波电感和电容可以大大减小。
5  实验验证
    为了验证改进的TL变换器的工作原理，在实验室完成了一个Buck TL变换器的原理样机，其主要参数为：输入直流电压为V_in=220~300V，输出电压为V_o=200V，额定输出电流为I_o=5A，开关频率为f_s=50kHz，阻断电容C_block=4mF；滤波电感为L_f=350 mH，滤波电容为C_f=330 mF。与输入输出不共地的Buck TL变换器一样^[4]，Q₁和Q₂交错工作，其驱动信号相差180º相角。
    图10(a)和(b)分别给出了当输入电压为250V时，占空比大于0.5和小于0.5时的实验波形。从中可以看出，开关管Q₁和Q₂的电压应力为125V，是输入电压的一半。滤波器上电压的频率为100kHz，为开关频率的2倍，滤波电感电流的脉动频率也为开关频率的2倍。当占空比大于0.5时，滤波器上电压v_AB在V_in和V_in/2之间变化；当占空比小于0.5时，滤波器上电压v_AB在V_in/2和0之间变化。无论占空比大于或小于0.5，其交流分量均小于同等条件下Buck变换器滤波器上电压的交流分量，因此可以大大减小滤波器的大小。

6  结论
    本文首先引入隔直电容的概念，然后对输入输出不共地的6种非隔离的TL变换器进行了改进，使其输入与输出共地。改进后的变换器保留了改进前的变换器的所有优点，即：① 开关管的电压应力为输入电压的一半；② 续流二极管的电压应力为输入电压的一半；③ 可以大大减小储能元件的大小。最后以Buck TL变换器为例进行了分析和实验验证。

参考文献

[1]  Pinheiro J R，Ivo Barbi．The three-level zvs pwm converter-A new concept in high-voltage dc-to-dc conversion [A]．IEEE IECON [C]．1992：173-178．
[2]  Ruan Xinbo，Li Bin，Qianhong Chen．Three-level converters-A new concept in high voltage DC-to-DC conversion[A]．in Proc. IEEE PESC[C]．2002：663-668．
[3]  Meynard T A，Foch H．Multi-level conversion: high voltage choppers and voltage-source inverters[A]．IEEE PESC[C]．1992：397-403．
[4]  李斌（Li Bin）．三电平直流变换器的研究（Research on three-level DC-DC converter）[D]．南京：南京航空航天大学（Nanjing：Nanjing University Aeronautics & Astronautics），2002．