摘要：介绍了开关电源电流型PWM控制技术的原理和优点，并基于UC3842芯片设计了＋5V/4A，±12V/1A三路输出的反激式电源，具体分析了电路的工作原理和高频变压器参数的计算。

0    引言

    近年来，开关电源在通信、工业自动化、航空、仪表仪器等领域的应用越来越广泛。新颖的电流型PWM克服了传统的电压型PWM的缺点，使开关电源具有快速的瞬态响应、高度的稳定性、更好的电压调整率和负载调整率，特别是其内在的限流能力，使过载及短路保护简单可靠。电流型PWM集成控制器已经产品化，本设计使用的就是典型的Unitrode公司产品UC3842，其特别适合于小功率型开关电源。

1    电流控制模式的原理及优点

    图1所示为反激式开关电源的电压、电流双闭环控制的原理。时钟以固定频率发送脉冲，脉冲到来时，锁存器置“1”，开关管导通，变压器原边电流上升。上升到由误差信号Ue决定的阈值时，PWM比较器输出高电平，锁存器复位，功率开关管关断，直到下个脉冲的到来。当输入电压升高时，系统有很快的动态响应，对电压扰动实现前馈抑 制 。 同 时 ， 电 压 误 差 放 大 器 有 很 高 的 增 益 ， 不 影 响 系 统 的 稳 定 性 ， 且 改 善 了 负 载 调 整 率 。 逐 个 脉 冲 电 流 检 测 限 制 可 以 简 化 过 流 保 护 电 路 ， 峰 值 限 制 最 大 输 出 电 流 ， 保 证 电 源 工 作 可 靠 ， 变 压 器 和 功 率 器 件 不 必 有 较 大 的 裕 量 。

图 1    双 闭 环 电 流 模 式 控 制 原 理

2    电路原理与设计

2.1    UC3842简单介绍

    UC3842是一种单端输出的峰值电流PWM控制芯片，管脚示意如图2所示。其内部有误差放大器、PWM调制、锁存、振荡时钟等基本模块，还有欠压锁定、过压保护、基准电源、低起动电流、电流图腾输出等功能。电压滞环的起动电压是16V，关闭电压是10V，6V的起动与关闭电压差可有效防止电路在阀值电压附近工作而引起的振荡。芯片起动电流1mA，所以，芯片可以对高压用电阻降压起动，待起动完成后由馈电绕组供电。补偿端接RC网络来改变误差放大器的闭环增益和频率响应。电流反馈端U_cs>1V时输出脉冲关断，起到逐个脉冲限流保护。时钟由外接阻容RT和CT决定。

图2    UC3842的 管 脚 排 列

2.2    电路的模块分析

    图3是以UC3842作为控制器的单端反激式开关电源的电路图,输出分别为＋5V/4A及±12V/1A。电路对＋5V输出用4N35光耦进行电压采样来精确稳压，±12V输出加三端稳压器稳压。图3中L₁抑制共模干扰，R_T是热敏电阻，限制上电的冲击电流，ZMR是压敏电阻，防止雷击，C₄滤除工频信号；R₂，C₁₈，D₅用于吸收开关管关断时，变压器漏感产生的过电压；R₆及C₈用于滤除MOSFET开通时的电流尖峰，避免对检测电流信号的干扰；R₉及C₁₁构成补偿网络；R₁是检测电阻，用以把变压器原边的电流转化成电压，R7是起动电阻，起动完成后由馈电绕组经过D₆及C₇供电；R₈及C₅决定振荡器频率f_osc=(kHz)，本设计中为50kHz；L₂，C₁₅，C₁₆组成π型滤波，滤除低频，而C₁₀滤除高频；R₁₁是假性负载，因为，开关电源要求在空载下能工作，而反激式变换器必须保证磁路复位，否则会造成变压器磁芯饱和，烧坏主功率管。R₁₅及C₂₀吸收副边整流管的尖峰。TL431是精密可调基准电源，调节RES3可以改变输出电压。

图 3    电 流 型 反 激 式 三 路 输 出 开 关 稳 压 电 源

2.3    稳压过程的分析

    电流控制型脉宽调制实际上是利用误差信号去控制变压器初级线圈中的电流。电路主要由调整脉宽来稳定＋5V/4A输出，而±12V/1A由于和＋5V线圈紧密耦合，所以，利用三端稳压器来稳压。

    图4所示，TL431是精密可调基准电源，稳压值为2.5～36V连续可调，工作时电路自行调节阴极K端电压，以使R端电压U_ref保持在2.5V。而输出电压U_o=U_ref〔1＋R₁₃/（R₁₄＋R_ES3）〕≈U_KA，由于U_ref稳定在2.5V，若改变R₁₃/（R₁₄＋R_ES3〕就可以改变输出。本设计中U_o=2.5×〔1＋3.3kΩ/(1.5kΩ＋RES3))，如取R_ES3=1.8kΩ，则输出为5V。

图 4    精 密 可 调 基 准 电 源

    调节过程如下：

    当负载变化时，例如load↑→U_o↑→U_ref↓→U_KA↓→(U_o－U_KA)↓→光耦原边i↓→光耦副边三极管U_ce↑→PWM比较器反向输入端U_e↑→D↑→U_o↑；可见负载增大，电源自动调节占空比，使输出稳定，反之亦然。

    当输入电压升高时，即U_i↑→(Ui/L)↑→U_o↑→PWM比较器正向输入端U_cs↑→D↓→U_o↓；可见输入电压波动是前馈调节，速度快，当然输入电压的变化也会影响输出，产生误差进而调节，这样线形调整率更佳。

    当调整R_ES3改变输出时，例如R_ES3↑→（R₁₄＋R_ES3）↑→U_o↓→(U_o－U_KA)↑→光耦原边i↓→D↓→U_o↓；可见其与负载变化调整情况相反，调大R_ES3是降低输出电压，占空比随之减小，从而稳定输出。

3    高频变压器的设计

    高频变压器是开关电源的关键，其决定着电源的性能，本电源的参数：＋5V/4A，±12V/1A，P_o=45W，η=80％，D_N=25％。

    设计选用EI型的铁氧体铁芯R2KB，常温时最大磁感应强度B_m=0.5mT，磁芯的有效截面积：S_c=125mm²。N_1～4分别为输入、＋5V输出、馈电、±12V输出绕组匝数，U_i=300V为输入直流电压，U_D为二极管导通压降取0.7V，D_N=25％为额定占空比。

    1）变压器匝比

    n=（1）

    将D_N，U_i，U_o=5V代入式（1）得n=0.057。

    2）原边绕组电感

    L=（2）

    将D_N，U_i，T=1/f_osc=1/50×10³=20μs，P_o，η代入式（2）得L=1mH。

    3）原、副边绕组匝数

    N₁=（3）

    将ΔB=0.15T(为了防止磁芯饱和，取ΔB<B_m)，S_c=125mm²代入式（3）得N₁=80匝，则

    N₂=N₁n=4.6，取5匝，

    又馈电绕组和副边绕组同时导通，且稳定电压为13V，则

    N₃=(13＋U_D)=12匝，

    N₄==12，考虑到三端稳压器的损耗故取15匝。

    4）磁场气隙

    δ=（4）

    将数据代入式（4）得出δ=1mm。适当的气隙可防止变压器饱和，但过大又增加了变压器漏感，所以应该折中选择，本设计的EI磁芯，单边可取δ/2，实际中我们取0.5mm。

    5）绕制技巧

    原边绕组分二层绕，先绕原边40圈，再把馈电绕组、输出绕组绕在一层，最外面还是原边绕组，层与层之间要加绝缘胶带，这样的绕制方式可有效降低变压器漏感。

4    实验结果

    图5所示为高频变压器原、副边波形，由图5可见工作周期是20μs，原副边是以同名端作为示波器的正端的。图6所示为输出滤波电感的波形。

图 5    变 压 器 原 、 副 边 波 形 （ “ 2” 为 原 边 ， “ 1” 为 副 边 ）

图 6    输 出 滤 波 电 感 的 波 形

5    结语

    电流型PWM控制技术可以使开关电源获得优良的性能指标和较高的可靠性，控制器UC3842具有开关频率高，外围电路简单，成本低，特别适合于自动化仪表使用的单端小功率电源。