摘要：研究了一种有限双极性控制ZVZCSPWM全桥变换器,分析了电路原理,给出了一个应用实例。

关键词：有限双极性控制；零电压零电流开关；全桥变换器

1  引言

    全桥移相ZVS变换器近年来得到广泛注意。然而，这种控制方法有几个明显的缺点：

    1）由于存在环流，开关管的导通损耗大，轻载下效率较低,特别是在占空比较小时，损耗更严重；

    2）输出整流二极管存在寄生振荡；

    3）为了实现滞后桥臂的ZVS，必须在电路中串联电感，这就减小了有效占空比，增大了原边电流定额。

    为了解决这些问题，人们对全桥移相ZVZCS变换器进行了大量研究。其主要思路是超前桥臂实现ZVS，滞后桥臂实现ZCS。这样在很大程度上解决了原先全桥移相ZVS变换器存在的一些问题。如环流在很大程度上减小乃至消除了；由于不需要外加电感，有效占空比减小等问题随之就不存在了。实现滞后桥臂的ZCS，总的来讲，可以分成有源和无源两种方法。采用副边有源钳位的ZVZCS方法^[1]增加了成本，并由于需要复杂的隔离驱动而降低了可靠性。无源的方法又有副边无源钳位^[2]和原边无源钳位^[3][4]，也可以原副边的无源钳位同时加上，这样效果更好。

    但移相控制本身还有一个难以克服的缺点，即死区时间不好调整。当负载较重时，由于环流大，超前桥臂功率管上并联的电容放电较快，因此实现零电压导通比较容易，但当负载较轻时，超前桥臂功率管上并联的电容放电很慢，超前桥臂的开关管必须延时很长时间后导通才能实现ZVS导通。专用的移相控制芯片如UC3875等很难调整这个死区时间。本文研究了一种称为有限双极性控制的控制方法，配合上面的ZVZCS PWM全桥拓扑，能实现超前和滞后桥臂全范围的ZVZCS。

2  ZVZCS PWM全桥电路有限双极性控制过程分析

    有限双极性控制ZVZCS PWM全桥电路功率部分如图1所示。Q₁～Q₄四个功率管（内带续流二极管）组成一个全桥电路。其中，Q₁、Q₂组成超前桥臂，两端分别并联有吸收电容C₁、C₂，用来实现Q₁、Q₂的ZVS。L₁为高频变压器的漏感。C_b为隔直电容，用来实现滞后臂（由Q₃、Q₄组成）的ZCS。

图1  ZVZCSPWM全桥电路示意图

    在有限双极性方法控制下，Q₁～Q₄的驱动时序见图2。其中u_g1、u_g2为脉宽可调的定频变宽脉冲；u_g3、u_g4为互补方波，频率、脉宽固定。当然考虑到直通的问题，u_g3、u_g4不能同时为1，要错开一个固定的死区时间。u_g1、u_g4的上升沿（表示Q₁、Q₄开始导通）一致，u_g2、u_g3的上升沿一致。u_AB表示加在隔直电容及变压器两端的电压。由于超前桥臂并联电容的存在，变压器端电压在下降时不会突然到零，而是有个过渡过程，其时间取决于并联电容的大小及负载电流等条件。i_p为变压器绕组电流。u_cb为隔直电容C_b上的电压，其幅值取决于C_b大小及其它条件，C_b越小，u_cb幅值越大，ZCS实现得越好，但同时开关管电压应力又增大，因此C_b不能太小，一般要让u_cb最大值小于直流输入电压的10％。

图2  全桥电路有限双极性控制时序及各变量响应图

    电路工作过程分析如下：

    1）t₀时刻Q₁、Q₄同时导通，变压器原边电流i_p开始上升，流向是从Q₁到L₁、变压器、C_b、Q₄。功率从原边流向副边，同时隔直电容C_b上的电压开始上升。为了简化分析，暂不考虑变压器的励磁电流和副边电流I_o的波动，因此变压器原边电流i_p(t)为

    i_p(t)=I_po=I_o/n（1）

式中：n为变压器原副边匝比。

    当然，实际电路中由于副边整流二极管的反向恢复过程，i_p(t)上升沿有一个尖峰，见图2。

    C_b两端电压u_cb(t)为

    u_cb(t)=－u_cbp(2)

式中：u_cbp为电容C_b上最大电压。

    2）在t₁时刻Q₁关断，Q₁的关断是ZVS关断，原边电流i_p通过C₁（充电）、C₂（放电）继续按原方向流动。C₂经过一段时间的放电，在t₁₂时刻C₂上的电压降到零，Q₂上的反并联二极管开始导通续流。此阶段电容C₂两端电压u_c2(t)变化过程为

    u_c2(t)=I_pot/(C₁＋C₂)（3）

    并有

    t₁₂－t₁=E(C₁＋C₂)/I_po（4）

式中：E为直流输入电压。

    3）由于C_b上的电压作用，在t₂时刻环流衰减到零，原边电流变化过程为

    i_p(t)=I_po－u_cbpt/L₁（5）

该状态持续时间（即环流时间）为

     t₂－t₁₂=I_poL₁/u_cbp（6）

    此时u_cb(t)达到最大值U_Cbp。由式（2）可近似得到

    t₂－t₀=2U_CbpC_b/I_po（7）

    4）在t₂～t₂₃时刻，电容C_b上的能量通过变压器漏感对Q₂的输出电容充电，由于时间常数很小，可认为该过程响应速度很快，谐振过程很快结束。稳定时Q₂两端电压保持为U_Cbp。

    5）t₂₃时刻Q₄关断，显然，由于此时Q₄上电压电流均为零，因此Q₄是ZVZCS关断。经一个固定的死区时间后，在t₃时刻，Q₂、Q₃同时导通，由于此时Q₂两端电压为U_Cbp，由设计可保证U_Cbp<10％E，且环流已衰减到零，因此可近似认为Q₂是ZVZCS导通。而Q₃是硬开关导通，而且Q₃导通时其两端电压大小约为直流输入电压大小。而在普通硬开关工作方式下Q₃导通时其端电压是直流输入电压的一半，因此ZVZCS控制模式下Q₃导通时输出电容上的能量损耗反而比普通硬开关状态下大，这是这种方法最大的缺点。为了减轻该缺点所带来的不利因素，Q₃、Q₄可选输出电容较小的功率管如IGBT。

    6）在t₃时刻之后电路工作过程和t₀～t₃时类似，这里就不详细分析了。

3  全范围实现ZVS和ZCS的约束条件

    由式（2）可以看到，在占空比一定时，隔直电容C_b越小，U_Cbp越大，由式（6）可看到，变压器漏感越小、u_cbp越大，则环流时间越短，因而ZCS实现得越充分。将式（7）代入式（6），并设t₁₂－t₀=DT/2（D为占空比，T为开关周期），则有

    t₂－t₁₂=4C_bL₁/DT（8）

    可见在电路参数固定的情况下，环流时间是一个固定值，不依赖于负载。实验也表明，适当减小开关频率，从而使DT变大，可使环流时间t₂－t₁₂减小，有利于ZCS的实现。

    由式（4）可看到C₁、C₂越大，超前桥臂由导通转截止后，C₂上电压降到零的过渡时间越长，因而ZVS实现得越好。而且负载越轻（I_po越小），过渡时间越长。而移相控制由于超前桥臂上下两个开关管的导通基本是互补的，因此在轻载时很难实现开关管的ZVS导通。而相比之下，有限双极性控制方法就显出它的优越性。如当Q₁关断后，Q₂导通时刻由移相控制时的t₁₂～t₃时刻推后到了t₃时刻，可以充分保证只有当Q₂的续流二极管导通后才使Q₂导通，从而保证全范围的ZVS。实验证明，在正确设计好电路参数后，超前桥臂的ZVS实现得相当好。

4  应用实例

    这种有限双极性控制的ZVZCSPWM全桥变换器，已应用到一种3kW（48V/50A）通信电源模块的设计当中。具体参数为：输入220V/15A；输出56.4V（最大）/53A（最大）；开关工作频率60kHz；功率管为IRG4PC50W（高速型IGBT）；变压器原副方匝数比为24/4；输出滤波电感40μH；输出滤波电容5000μF。由于没有专用的芯片，因此采用UC3825＋CD4042合成所需要的逻辑。原理图如图3所示。

图3  有限双极性控制逻辑生成电路实例

    UC3825A是一种峰值电流型控制芯片，在控制环路中加入电流环后，电源具有响应速度快，保护迅速，源效应和负载效应好等优点。模块整机功率因数为0.99，效率90％，重约10kg。该产品已成功运行于某移动通信基站现场。

5  结语

    有限双极性控制ZVZCSPWM全桥变换器，能实现全范围的ZVS和ZCS开关，提高了电源的效率，减小了输出纹波和电磁干扰。实践证明了这种控制方法的可靠性。

作者简介

    万山明，男，1998年华中理工大学博士毕业。长期从事电力电子产品研发工作。