摘要：提出了一种新型复合式正激变换器，通过采用加吸收电容来取代高频变压器的去磁复位绕组。这种拓扑简化了高频变压器的设计，对功率开关管的电压应力也有很好的吸收作用。对这种复合式正激变换器的工作原理及特性进行了详细的分析，通过实验验证了这种复合式正激变换器的优点。

关键词：正激变换器；磁复位；SG3525

0    引言

    正激变换器由于其电路拓扑简单、电压升/降范围宽而被广泛应用于中、小功率电源变换场合。由于正激变换器的变压器是单向磁化的，因此正激变换器的一个固有缺点是需要附加电路实现变压器的磁复位[1][2]。正激变换器变压器磁复位技术有多种。采用磁复位绕组的正激变换器优点是技术成熟可靠，磁化能量无损耗地回馈到直流测中。但是附加的磁复位绕组使得变压器结构复杂化，此外功率开关管还要承受两倍的电源电压应力。RCD箝位技术具有线路简单、占空比D>0.5、功率开关电压应力低等优点，其不足是磁化能量部分消耗在箝位电阻中[3][4]，降低了系统的整体效率。有源钳位技术实现磁复位是一种性能优良的方法，其唯一不足是增加了变换器设计难度与成本。针对这一情况，本文的这种新型复合式变换器的主电路拓扑结构设计有3个优点：

    1）避免了复杂的去磁绕组电路的设计以及减小了高频变压器的体积，使得电路结构简洁；

    2）通过在释能二极管两端并联适当小的电容，可以无需另加RCD缓冲电路，提高了系统的效率；

    3）由于有储能电容，因此省去了输出储能电感。

1    工作过程分析

    图1示出复合式正激变换器的主电路拓扑的等效电路[5]。

图1    主电路拓扑

    图1中，L_s为初级漏电感，S₁为主功率开关管，C₃为S₁的结电容及缓冲电容的等效值，C₃的值不宜过大。D₂为释能二极管，应选用快恢复二极管。C₈为D₂结电容及缓冲电容的等效值，C₄为隔直及激磁能量回收电容。D₁为次级整流二极管，C₇为D₁结电容及缓冲电容等效值。C₅为输出滤波电容，R_o为负载电阻。该电路的激磁能量回收没有采用加去磁绕组，而是采用CBB电容C₄加释能二极管D₂，为了分析电路的工作状态，在一个开关周期内，现作如下假定：

    1）电路中的电感、电容、二极管均为理想器件；

    2）蓄电池内阻小，输入电压视为恒压源；

    3）功率开关S₁只考虑漏－源电容忽略其它寄生参数。

    那么一个PWM周期内变换器可分为3个工作状态，如图2所示。

（a）状态1

（c）状态3

（b）状态2

图2    一个周期内变换器的工作等效电路

    状态1    S₁导通，D₂关断，同时次级整流二极管D₁导通，激磁电流开始上升，变压器副边和激磁吸收电容共同向负载侧传递能量，其等效电路如图2（a）所示。

    状态2    S₁关断，二极管D₂关断，变压器的副边电流方向不能突变，D₁继续维持导通状态，电路处于漏磁能量向负载侧馈送状态，其等效电路如图2（b）所示。

    状态3    S₁关断，此时二极管D₂导通，次级整流二极管D₁关断，电路处于激磁能量向C4转移，其等效电路如图2（c）所示。

2    激磁能量回收电容的分析计算

    分析图1中隔直与激磁能量回收电容C₄时，由于C₄工作在高频下，只可选择ESR小的CBB类电容。C₄稳态工作时，主要有以下两个过程：一是在MOSFET导通下，变换器在向负载传递能量时，C₄借助变压器副边电流，转移激磁能量到输出回路上去；另一过程就是在MOSFET关断下，接收脉冲变压器反激回来的激磁能量。从各电容上能量变换的过程来看，C₄的数值选择应按下原则确定：C₄与图1的缓冲电容C₈、C₃、C₇相比较，C₄至少应比它们大两个数量级，C₄上的电压在电路稳态过程中基本维持恒定，保证脉冲变压器在反激期间有足够的反激电压；C₄与输出滤波电容比较，应比C₅小两个数量级，以符合激磁能量只占变压器传递到负载能量很小的比例的原则。

    对C₄的电压耐量设计从以下角度考虑：C₄上的电压U_C4稳态时基本不变，如仅考虑图2过程中的(状态1)与(状态3)，则电路简化稳态波形如图3所示。图3中，v_gs为MOSFET的触发波形，v_DS为MOSFET的D－S两端电压波形，v_pri为变压器的原边电压波形，即激磁电感L_m两端的电压波形。

图3    DC/DC变化器简化稳态波形

    由伏秒平衡规则得：

    V_inDT_s＋(V_in－V_C4)(1－D)T_s=0（1）

可得出激磁能量回收电容C₄上的电压为：

    V_C4=V_in/(1－D)（2）

3    双环控制系统分析

    系统的控制方案包括外环电压环、内环电流环[6]。其中电压环由外电路构成，电压环的输出作为电流环的参考给定，电流环由SG3525内部补偿电路构成。根据控制理论，引入电流内环有如下作用。

    1）DC/DC变换器有较大的储能元件，如滤波电容、传递能量的电感或变压器等，主电路的惯性时间比控制电路的惯性大得多。引入电流负反馈校正可以改造系统的结构，减小系统固有部分的惯性作用，使系统的快速性或跟随指标提高，易于控制。

    2）改善了开关调节系统的稳定性和动态特性。系统在受到任何扰动影响时，只要被检测的电流发生变化，立即可以反映到控制电路中，使之自动调节，而不会象单环调压系统那样要等到输出电压发生变化才起到控制调节作用。

    3）限制主开关功率器件的最大电流值及DC/DC变换器的输入功率。只要给定或限制参考电流信号(电压调节器具有限幅环节即可)，就可以限制开关管的最大电流，保护开关器件，防止过流。限制了DC/DC变换器的输入电流参量，而输入电压近似恒定，即控制了变换器的输入功率。双环系统的控制原理图如图4所示。

图4    系统控制方案原理图

    系统的控制芯片采用SG3525，脉宽调制芯片SG3525是一款性能优良，功能全面及通用性强的集成PWM电压控制芯片。它具有振荡器外同步，内置基准5V电压源、死区调节、PWM锁存器以及输出级的最佳设计等特点。另外，外接一电容，芯片内置的软启动电路将输出脉宽从零开始慢慢展开，因而系统的输出电压和电流也相应逐渐增大，避免了硬启动造成对功率开关管的冲击，提高了系统的可靠性。

4    实验结果

    一台复合式正激变换器的实验样机验证了该拓扑的工作原理和特性。该样机的实验主要参数为：输入直流电压V_in=150～250V，输出直流电压V_o=350V，输出功率P_o=1000W，开关频率f_s=70kHz，次级整流二极管D₁和吸收激磁能量的二极管D₂采用快恢复二极管FEP16JT，主功率开关管MOSFET采用FQA24N60双管并联使用，激磁能量吸收电容采用等效ESR小的CBB电容C₄=8μF。图5是MOSFET管漏－源二端电压的波形，从图5中可以看出，功率开关管有较小的过压。所以选择600V耐压的功率管FQA24N60是适合的。

图5    输出800W时，MOSFET功率关漏－源两端电压(50V/div   10μs/div)

    图6是同等条件下所测量的高频变压器的原边电压波形。从图6中可以看出，原边的电压峰值大于MOSFET的电压峰值，主要原因是吸收电容在激磁能量回收的同时也在起到吸收因变压器漏感引起的在MOSFET管的关断电压尖峰的作用。

图6    变压器原边电压波形(50V/div   10μs/div)

    图7示出的是该变换器的动态响应特性，在重载突变的情况下，电压动态响应调节时间大约为100ms，电压的幅度调整率大约为4％，这说明系统的整体性能是优异的。

图7    从245Ω→150Ω负载突变下输出电压的变化(50V/div   100ms/div)

5    结语