摘要：介绍了一种能在全负载范围内实现ZVS的有源箝位反激电路。该电路不但能循环利用漏感的能量，减小开关管的电压应力，实现原边主管和辅管的ZVS，同时还能限制副边整流管关断的di/dt，从而减少了整流管的开关损耗和由于二极管的反向恢复引起的开关噪声。对该电路的工作模态进行了详细的分析，同时给出了电路中主要元器件的设计依据。一个100W的实验样机验证了该电路的软开关特性。

关键词：软开关（ZVS）；有源箝位；反激变换器；直流/直流；电力电子

0    引言

    传统的反激变换器，因其相对简单的电路结构以及能实现升降压功能而在DC/DC场合中得到了广泛使用。但是，由于反激变换器的变压器同时还兼作为电路中的电感使用，所以气隙较大，不可避免的漏感也较大。在电路原边开关管关断时，该漏感会和原边开关管上的结电容产生寄生振荡，从而在原边开关管上产生电压尖刺，使之承受高的电压应力，同时，该振荡还是一个EMD源，给电路带来EMI方面的问题。传统的RCD箝位电路将存储在变压器漏感中的能量，全都消耗在箝位电阻上，在一定程度上缓解了这个压力，但是，降低了电路的效率。如果采用一个有源箝位的电路来取代传统的RCD箝位电路的话，就能很好地解决这个问题。

1    有源箝位电路

    典型的有源箝位电路如图1所示。

图1    有源箝位反激变换器的原理图

    有源箝位的反激变换器除了能将漏感上的能量反馈到输出，提高电路效率外，还具有以下几个优点：首先，电压箝位效果良好，能减少开关管上的电压应力；其次，电路原边的主管和辅管都可实现ZVS，从而减少电路的开关损耗。这个特性对于高压输入的场合特别重要。由于开关管上的电压是谐振到零的，这样既限制了电压关断时的dv/dt，同时箝位电容和变压器原边谐振电感的谐振还限制了副边整流管关断时的di/dt；通过恰当地设计箝位电容的值，还可以实现副边整流二极管的ZCS，从而减少或消除了整流管的开关损耗和由于二极管反向恢复引起的开关噪声，从而有效地减少了电路的EMI。

    正是由于这些优点，有源箝位反激变换器受到了业界的重视[1]。该电路不但可以作为普通的DC/DC变换器使用，而且还可以用作一个性能优良的PFC电路。

    传统的反激变换器中存在着“电感电流连续（CCM）”和“电感电流断续（DCM）”两种不同的工作状态。这两种不同的工作状态在有源箝位反激变换器当中也分别体现不同的工作特点。CCM的有源箝位反激变换器和传统的反激变换器一样，在一个开关周期内，变压器原边的激磁电流始终大于零；而DCM的有源箝位反激变换器中变压器原边的激磁电流却会出现断续的状态，当激磁电流到零的时候，在箝位电容的作用下，变压器原边的激磁电流将反向流动，从而在一个开关周期内体现为一个正负交变的量。文献[4]详细地分析了CCM状态下的有源箝位反激变换器的工作过程以及设计中的注意事项。从中可知，CCM状态下的有源箝位反激变换器同传统的反激变换器一样，具有电流纹波小，电路导通损耗小，适合于功率大的输出场合等优点。但该工作状态需要一个外加谐振电感来实现原边开关管的ZVS（如图1中的L_r），而且软开关的实现和负载有关，只能在一定的负载范围内实现。

    但是，保证电路在全范围内实现软开关有着重大的现实意义，因为，全范围软开关能保证整个电路的工作状态一致，特别是保证电路的EMI的性能一致，从而减小了整个电路的EMI滤波器。为此，本文对有源箝位反激变换器进行了优化设计，以保证整个电路从空载到满载范围内都能实现软开关。

    文章首先对电路的工作状态进行了详细的分析，而后给出了电路当中关键元器件的设计依据，最后，用一个100W/100kHz的样机验证了该电路的高效率和优良的全负载范围内的软开关特性。

2    电路的工作原理

    图1是有源箝位反激变换器的基本原理图。图中L_r为变压器的漏感，L_m为变压器原边的激磁电感，C_r为主管和辅管的等效结电容之和，C_c为电路的有源箝位电容，V_in为输入直流电压，V_o为输出电压，V_cc为箝位电容稳态工作时电压。

    图2是有源箝位反激变换器的等效工作状态图。图3表明了有源箝位反激变换器稳态工作时的几个关键波形。电路的工作状态如下所述。

（a）Mode1[t₀，t₁]    （b）Mode2[t₁，t₂]    （c）Mode3[t₂，t₃]

（d）Mode4[t₃，t₄]    （e）Mode5[t₄，t₅]    （f）Mode6[t₅，t₆]

图2    有源箝位反激电路的各阶段等效原理图

图3    有源箝位反激电路的主要工作波形

    Mode1[t₀，t₁]    在t₀时刻，主管S₁导通，辅管S₂关断。输出整流二极管D₁承受反向电压。S₂的体内反并联二极管也反向偏置。L_m和L_r上的电流在V_in的作用下线性上升。

    Mode2[t₁，t₂]    在t₁时刻，S₁关断。L_m和L_r一起同C_r进行谐振，利用激磁电流（此时激磁电流与流过漏感的电流相等）给C_r充电。S₂处于关断状态，S₂体内二极管继续反向偏置。

    Mode3[t₂，t₃]    在t₂时刻，C_r被充电到v_DS1=V_in＋V_cc（V_cc≈nV_o为箝位电容稳态工作时的电压）；此时，S₂的体内二极管开始导通，L_m和L_r同C_c进行谐振，利用激磁电流给C_c充电。由于C_c远大于C_r，几乎所有的激磁电流都通过二极管流向箝位电容，同时L_m和L_r进行分压，励磁电压即变压器一次电压V_pri为

    V_pri=－V_cc（1）

    Mode4[t₃，t₄]    在t₃时刻，v_pri足够的小，D₁正向导通。变压器的原边电压就被箝位在nV_o。这时，L_r和C_c进行谐振，利用激磁电流给C_c充电。为了能实现S₂的ZVS，S₂必须在谐振电流反向之前触发导通。

    Mode5[t₄，t₅]    在t₄时刻，S₂关断，使得C_c被迅速地从电路中断开。同时，L_r和C_r谐振，变压器的原边电压仍然被箝位在nV_o。当L_r上面的电流等同于L_m上的电流时，副边电流减少到零，D₁反向截至，变压器原边的电压开始反向。

    Mode6[t₅，t₆]    在t₅时刻，储存在L_r和L_m内的能量大于储存在C_r中的能量，C_r上的电荷将被放完，同时，S₁的体二极管开始导通；如果在这个时间段内S₁被触发导通，那么就可以实现ZVS。同时，对于L_m和L_r而言，两端的电压为V_in，电感上的电流又开始线性上升。在t₆时刻，S₁导通，进入下一个开关周期，开关周期T_s=t₆－t₀。

    从上面的分析可以得出以下结论：该电路正是通过让有源箝位的反激变换器工作在DCM状态下，利用变压器原边激磁电感参与电路的谐振，在S₁导通之前，利用变压器原边激磁电感上的能量将结电容C_r上的电压谐振到零，从而实现电路的ZVS。因此，该电路就不需要再外加一个谐振电感来实现ZVS。所以，在文献[4]中，L_r为变压器的漏感和外加的谐振电感之和，而在本文中，L_r仅为变压器的漏感。

    在低功率，高电压的场合，该电路的优点不仅局限在全范围软开关上，而且还省去了外加谐振电感。因为，如果想在低功率、高电压的场合将结电容C_r上的电压谐振到零，该谐振电感的取值可能高达几百μH。

    但是，和传统的反激电路的DCM的工作状态一样，该电路的最大的缺点就是其电流纹波比较大，因为，电路原边电流中始终存在一个和输出功率无关的交流分量，这个交流分量将在原边的开关管上产生不必要的导通损耗，而且由于设计在断续工作状态下，这个交流分量的峰峰值比CCM来得高，从而将在一定程度上影响电路的效率。

3    电路的工作特点和主要元器件设计

    为了保证电路具有良好的工作状态，从而在全范围内实现软开关，电路中的关键元器件的设计显得相当重要。

3．1    变压器的设计（激磁电感L_m的设计）

    在电路中变压器不仅传递能量，而且还充当储能元件，另外，该激磁电感还参与了和结电容C_r的谐振，是保证电路在全范围内实现软开关的重要因素。

    为了保证该有源箝位反激变换器工作在DCM状态下，该激磁电感值不可能太大。其设计思路和传统的DCM反激变换器的变压器设计是完全一致的。

    ——DCM有源箝位反激电路原边激磁电感电流的最大直流平均值为

    I_mmax=I_inmax＋（2）

式中：I_in为输入电流；

      I_out为输出电流；

      D为S₁的占空比；

      n为变压器原副边的匝比。

    ——为了让电路能实现软开关，则必须在S₂关断的时候，使L_m中存储的能量能保证将C_r上的电压谐振到零。所以，激磁电感中的最小电流I_cri必须满足式（3）。

    I_cri|zvs(>=)（3）

式中：V_inmax为输入电压的最大值。

    ——变压器原边激磁电感L_m必须满足式（4）。

    L_m<（4）

式中：f_s为电路的工作频率。

    由于该变换器原边通过的电流可以分解成为直流分量和交流分量两部分。其中直流分量的大小和输出功率成正比，而交流分量的大小仅仅和输入电压的高低和变压器的原边激磁电感的大小有关，这部分能量只是在原边进行环流，该值的大小决定了电路原边开关管上的电流峰值以及由此而产生的开关管的导通损耗。所以，输入电压一定时，在保证电路全范围软开关的正常工作条件下，原边激磁电感值应尽可能大。

3．2    箝位电容C_c的设计

    由于C_c和L_m的谐振斜率还决定了副边整流管关断的di/dt；所以，完全可以通过C_c的恰当设计，来实现副边整流二极管的ZCS，从而达到减小整流二极管的开关损耗，消除由于二极管的反向恢复引起的开关噪声，减小了电路的EMI的目的。通过分析得知，只要满足式（5）就可以实现整流二极管的ZCS。

    t_off<2π<2t_off（5）

式中：t_off为S₁的关断时间。

    但是，对应相同的输出电流，谐振电流越早到零意味着通过二级管的电流峰值将越高。这也就增大了二极管上的电流应力，增加了电路输出电流的纹波，加大了输出电容上的电流应力，给电路带来一定的导通损耗。所以，为了能充分地利用t_off这段时间，减小电路的输出电流纹波，最好能让电路的谐振周期设计在2t_off（输出功率最大时候的t_off）上。

    除了能决定整流二级管的ZCS外，从式（6）可以得知，C_c的大小还在一定的程度上决定了S₁和S₂的电压应力。

3．3    主开关功率管S₁的选择

3.3.1    S₁的电压应力

    V_S1,max≈V_inmax＋nV_o＋（6）

3.3.2    S₁的峰值电流应力

    I_S1,max(=~)（7）

3．4    辅开关功率管S_2的选择

    S₂的电压和电流耐量等同于S₁。在实际应用中，为了克服MOSFET的体二极管开关特性慢的缺点，还可以在开关管上面再并联一个快恢复二极管来加快开关速度。

3．5    死区时间的确定

    电路的软开关的有效实现，还依赖于适当的死区时间的确定。

    1）从S₂关断到S₁开通这段时间中，必须有足够的时间让谐振电感将C_r上的能量抽走。这个时间为

    t_d1(>=)（8）

    如果当时激磁电感当中的能量足够大的话，则式（9）更为适用。所以，实际需要的死区时间往往远小于式（8）的计算值，通常取式（8）和式（9）之间的一个折中值。

    2）从S₁关断到S₂开通这段时间中，电路上表现出来的是激磁电感L_m和谐振电感L_r同C_r进行谐振，利用激磁电流给C_r充电。由于C_r上面的能量相对于激磁电流而言很小，这时可以相当于一个大小为激磁电流峰值的电流源给C_r充电的过程。对于这个死区时间的要求为

    t_d2(>=)（9）

4    实验结果

    一个100W的样机验证了该变换器的工作原理和优点。

    该变换器的规格和主要参数如下：

    输入电压V_in    AC220（1±20％）V；

    输出电压V_o    DC24V；

    输出电流I_o    0～4A；

    输出功率P_o    100W；

    工作频率f_s    100kHz；

    主开关管S₁    SPP07N60S5；

    箝位开关管S₂    SPP07N60S5；

    整流二极管D₁    MBR20200CT；

    变压器T    EI40 原副边的匝比为80：8；

    箝位电容C_c    630nF/600V；

    有源箝位控制芯片IC    UCC3580－4。

4．1    S₁的软开关

    图4（a）为S₁的门极波形和DS两端的电压波形，可以看出，在门极信号开通之前，S₁的DS两端的电压已经到零了，从而实现了ZVS。图4（b）为S₁的DS两端的电压波形和通过其的电流波形，可以看到，在DS两端的电压到零的时候，通过S₁的电流是负方向的，从而从另外一个角度表明了S₁的体二极管先于功率管的门极信号而导通，从而实现了ZVS。

（a）v_gs1与v_ds1波形

（b）v_ds1与i_ds1波形

图4    S₁的ZVS波形图不同输出功率下的效率曲线

4．2    S₂的软开关

    图5为S₂的ZVS波形。

图5    S₂的ZVS波形

4．3    效率曲线

    图6表明了该变换器在不同输出功率P_o下的效率曲线。在满载下，效率最高达到了90％。可以看出，整机的效率随着输出功率的增大而提高，这是因为该电路原边的电流可以分成直流和交流两个分量。因此，原边的导通损耗也可以相应地分成交流损耗和直流损耗两个部分。其中的交流损耗是和输出功率无关的损耗，是一个定值。故输出功率越大，整机的效率就越高。

5    结语

    本文详细介绍了一种能在全负载范围内实现ZVS的有源箝位反激变换器的工作原理和主要元器件的设计依据。一个100W的样机验证了该电路的优良特性。由于实现了全负载范围内的软开关，同时循环利用了变压器中的漏感能量，该电路体现出了高的变换效率和低的EMI干扰的良好特性。能广泛地适用于各种中小功率场合。