IRIS4015系列简要原理

IRIS4015系列是一种专为准谐振工作方式的反激式变换器，其最大优点是将准谐振反激式变换器的控制电路和高压MOSFET集成在一个TO-220封装中，因此不需要另外设置开关管。IRIS4015系列的内部原理框图如图1所示。

图1  IRIS4015系列的内部原理框图

1 电路的启动与限流工作

与大多数开关电源控制芯片一样，IRIS4015的启动仅仅需要在VCC端与直流母线间接一只启动电阻即可。其限流工作方式与大多数峰值电流型芯片的限流工作方式基本相同，详尽原理不再赘述。

2 电压反馈模式

为了实现电压稳定，可以利用电压反馈来实现，电路如图2所示。

图2  电压控制反馈时的振荡器的工作模式

由图2可知，只要OCP/FB端电压达到0.73V，内电路就会将MOSFET关闭。那么，只要利用电压反馈控制OCP/FB端电压达到0.73V时就可以实现输出电压的稳定。如果将电压反馈信号通过光电耦合器和R2送到C5端，这样V_C5将不仅是漏电流在R5上的电压，而是R5电压与反馈电压的迭加。反馈电压越强烈，其作用越大，C5电压达到0.73V的时刻就越早，而MOSFET的导通时间越短，向输出端传输的能量越小，从而实现了输出电压的稳定。

3 准谐振工作方式

实现准谐振工作方式的关键是保证主开关在V_DS为极小值时将主开关开通，剩下的问题就是如何检测到这个极小值。可以采用检测辅助绕组电压的方法来快捷地检测开关管的漏-源极电压的极小值。具体实现方式见图3。

图3  准谐振工作模式与主要波形

当变压器的储能释放尽，C4与变压器初级谐振。当变压器各绕组电压过零时，维持OCP/FB端的“高电位”消失，C5、C3将通过IRIS4015内部电路和R4、R5以1.35mA电流放电。当OCP/FB端电压下降到0.73V时，IRIS4015内部的控制电路驱动主开关导通，从而完成准谐振的工作模式。

在这里，C4、C5放电规律不随输入电压和负载电流变化，因此一旦C4的电容量、变压器初级电感确定，C3、C5放电到0.73V的延迟时间也随之被确定。

4 轻载工作条件的改善

由于电路工作在准谐振状态，满载时的开关频率大约为30kHz。随着负载的减小，变压器释放储能的时间变短，使开关频率上升，空载时可以达到300kHz。这时，由于IRIS4015工作在准谐振状态，因而有零导通宽度。MOSFET工作在其特性曲线的线性（或饱和）区。图4给出了典型波形。这是因为在很窄的导通脉宽下，驱动器在门极电压还上升时，使驱动输出关断，然后通过漏源之间饱和电压的上升来控制施加在变压器上的电压。当工作在轻载、准谐振模式时，就会发生上述情形，但是不会引起其他问题。显而易见，频率较高时，上升时间受准谐振电容的限制，增加了损耗，从而降低了效率。这时，开关在PRC模式极其有利，能保持损耗和效率在一个合理的水平。当负载变轻时，主开关可以不在第一个电压极小值时导通，可以在谐振的第二个极小值导通；轻载时则可以越过若干的极小值后再导通。这样就可以有效的降低轻载、空载时的开关频率。

图4  空载时谐振状态下的V_DS波形

对于IRIS4015，可以采用图5的电路。增加光电耦合器2（它可使准谐振信号反馈起作用或失效）可以使工作模式在准谐振模式和PRC模式之间转换，即图中电路A。

图5  QR/PRC工作方式转换电路

通过增加如图5所示的电路B可使在轻载时将转换到PRC工作模式。当次级电压下降时，PNP晶体管关断使驱动绕组的电压也跟着下降，因此切断了OCP/FB脚准谐振信号反馈。一旦信号被切断，通过内部振荡器转换到PRC工作模式，工作频率也减降低到大约20～40kHz。

变压器的数据

在很多情况下，反激式开关电源的变压器的数据是设计过程中的主要数据之一。输出24V的100W准谐振式开关电源的工作条件为：最大的占空比D_max=0.4；最小工作频率f_min=50kHz；周期：T=20μs；最小输入直流电压：V_DCmin=200V；反馈电压：133V；最大导通时间：8μs。

对应的变压器的数据为：变压器铁芯型号为EER35L磁芯；变压器初级绕组匝数：66匝；变压器次级绕组匝数：12匝；辅助绕组的匝数：9匝；变压器磁路气隙：1mm；变压器磁路电感：567μH；初级线径：  0.35mm，四股并绕；次级线经：0.76mm，四股并绕。

准谐振反激式变换器的实现与测试

1 完整电路、电路板图与原件明细

一个输出100W用IRIS4015构成的准谐振反激式开关电源的整机电路的电路图如图6，元件排布图如图7，电路板图如图8。整个设计为可以放置在山西永明电源的75W电源壳内。

图6  IRIS4015构成的准谐振反激式开关电源的电路图

图7  元件排布图

图8  电路板图

2 测试数据与分析

通常开关电源需要测试的波形主要有输出纹波电压峰-峰值和主开关管的漏源电压波形。前者反映了输出噪声的水平，通过后者可以判断电路的工作是否正常。

● 输出纹波电压

最大输出纹波电压峰-峰值发生在输入电压最高的状态下，因此测试到最高输入电压下的输出纹波电压能符合要求，其他电压下则均能符合要求。用100MHz带宽数字示波器F105B测试输出纹波电压，得满载时的纹波电压峰-峰值为88mV。如果用20MHz通用示波器，测得的结果将更低。

输出纹波电压波形表明准谐振工作状态下，开关管的导通与关断过程中所产生的dv/dt、di/dt和电磁干扰被大大减小，可以明显减小输出电压纹波。

● 漏源电压波形

通常，开关管的漏源极电压波形在最高输入电压时处于最恶劣状态，因此，最高输入电压时的漏源极电压波形就基本可以了解电路的工作状态。测试结果如图9（a）、图9（b）、图9（c）所示，分别为PRC工作状态下的空载漏源极电压波形和轻载、满载时的漏源极电压波形。

（a）空载状态           （b）轻载状态          （c）满载状态

图9  输入电压为245V时的源/漏电压波形

从图中可以看到，空载时开关管的导通时间几乎为零，导通了就立即关断。由于采用PRC控制方式，空载的开关频率约为20kHz。有效的降低了开关管的开关损耗（这里主要指的是开关管的开通过程的损耗）。

轻载时，由于电路进入准谐振状态，开关频率比较高，约为100～110kHz左右，但是仍然比准谐振状态的300kHz低。开关管开通损耗处在可以接受的比较低的功耗水平。

满载时电路工作在准谐振状态，开关频率大约为30kHz左右（在最低输入电压时，开关管的开通时间将比最高输入电压时长约40%，方能获得到相应的储能），开关管的源漏峰值电压最大值为564V，可以推算出输入264V时的开关管的源漏电压不会高于600V，低于650V额定电压，为正常工作状态。

从上述三个图中可以看到，无论是PRC还是准谐振工作状态，开关管的开通均在开关管漏源极电压波形的极小值时刻。这样就确保了开关管工作在“准谐振”状态。

● 变压器漏感对开关管源漏电压波形的影响

变压器漏感对开关管源漏电压波形的影响越大，漏感越大，源漏电压尖峰越高。因此，要尽可能地降低变压器的漏感。除了采用初级包围次级的漏感绕制方法外，还可通过提高磁路的相对导磁系数μ值来实现。提高μ值最有效的方法就是减小气隙，可以通过选用较大的磁芯有效面积来减少绕组的匝数来实现。如果有条件，可以采用三相漆包线，这样就可以免除初次级之间的隔离间距、减少或取消隔离胶带的层数，提高初次级之间的耦合系数。

● 效率测试

电源的效率是衡量电源性能的一个重要标准。开关电源具有效率高的优点，但通常情况下，反激式开关电源的效率都低于85%。输入电压不同时，开关电源的效率也不同。测试结果如表1。

输出整流器选用100V耐压的肖特基二极管，则效率可以超过90%。从所测试的效率看，由于“消除”了开关管的关断损耗和缓冲电路的损耗，使电路的效率提高至少5%～8%。这样，即使IRIS4015没有散热器，也不会过热。在整个电路中最热的是变压器，温升大约40℃。如果选用更合适的磁芯，则可以降低变压器的损耗和温升。同时，由于开关管和输出整流器可以不用散热器，电路结构设计将变得更为简单。

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