摘要：讨论了有源箝位拓扑的基本原理，介绍了UCC2891系列的引脚功能及实现ZVS有源箝位工作的原理，给出了一个典型应用电路及其实验结果。
关键词：有源箝位；ZVS；功率传输；谐振

O 引言
    对于输出功率在50～500 W的单路或多路的开关电源，单端正激电路是较佳的拓扑选择。单端正激变换器中的变压器磁复位技术，有多种选择。由于有源箝位技术可以实现ZVS(零电压开关)，降低主功率开关的应力，减少EMT，扩展占空比范围，有效地改善了变换器的效率，因而获得了广泛的应用。
    但有源箝位技术的缺点之一是需要精确的箝位占空比，如果没有箝位在某一最大值上，增加的占空比可能会导致变压器磁芯的饱和或主功率开关M0SFET上的附加电压应力增加，从而导致灾难化的后果。另一缺点则是需要对同步延迟时间进行精确的控制。
    在有源箝位专利技术到期之后，德州仪器公司又推出了新一代有源箝位控制器UCC289l-94，它以全新的高压起动技术，对应高边箝位、低边箝位给出4款控制器。它适用于有源箝位的正激或反激变换器，是一款峰值电流型、固定频率、高性能的脉宽调制器。其包含有对主功率及箝位M0SFET的驱动，易于调整主辅输出的延迟，其中UCC2891/93内包含110 V高压起动源，还有内部可凋的斜波补偿、精密占空比限制、单电阻设置频率或外同步、精密的线路UVLO，大幅度地减少了外部元件。

1 UCC2891的内部功能框图及引脚功能
    UCC2891-94内部功能方框图如图1所示。

    采用UCC2891设计了一个输入电压48V，输出3.3 V/30 A，次级采用同步整流的正激变换器。其原理图如图2所示。主电路如图3所示。

    UCC289l的引脚功能如下。
    RDEL(脚1) 此端内部连接一个大约2.5V的直流源。用电阻RDEL接到CND(脚6)，可为UCC2891控制器设置两个开关的栅极驱动信号的延迟。对OUT(脚13)关断、AUX(脚14)开通或AUX(脚14)关断、OUT(脚13)开通的转换时间都相等。延迟时间tDEL的定义如下。

   
    延迟时间的正确选择可参考有源箝位功率转换器的设计。
    RTON(脚2) 此端内部连接到一个大约2.5V直流源。将电阻RON连接到GND(脚6)，设置内部定时电容的充电电流。RTON端连同RTOFF端(脚3)被用来设置工作频率和UCC2891系列的最大工作占空比。
    RTOFF(脚3) 此端内部连接到一个大约2.5 V的直流源。将电阻ROFF连接到GND，设置内部定时电容的放电电流。RTON和RTOFF端用来设置开关周期TSW和最大工作占空比DMAX，它们可用式(2)～式(5)计算。

   
    VREF(脚4) 控制器的内部5V的偏置源接到此端。此内部偏置调整器需要一个高质量的陶瓷旁路电容CVREF与CND相连接，这样可以滤去噪声并且为调整器电路提供补偿。旁路电容CVREF的最小值为0.22μF，它受调整器的稳定性的限制，最大旁路电容值可达到大约22μF。
    VREF在内部实现限流并可以提供大约5mA的电流供给外部电路。当发生欠压锁定(UVLO)时，使UCC2891控制器工作时有基准可用，关于欠压锁定电路的功能参考功能描述部分。
    SYNC(脚5) 此端为外时钟信号输入端，此时钟信号可用来将控制器UCC2891系列的内部振荡器同步。同步频率必须要比片上振荡器的自由运行频率高，即TSYNC<TSW。同步信号可以接受的最小脉宽为50 ns(正极)，并且它必须要比时间(1-DMAX)TSYNC短，在这里DMAX由RON和ROFF决定。如果同步信号的脉宽保持在这些限制之内，最大的工作占空比仍象RON和ROFF的比率一样有效。在自由振荡和外同步模式工作时，DMAX相同。如果同步信号的脉宽超过(1-DMAX)TSYNC，最大工作占空比将由同步脉宽来决定。
    GND（脚6） 此端为UCC2891内部所有小信号控制电路提供一个参照电平。
    CS(脚7) 此端直接输入到PWM和控制器UCC2891系列的电流限制比较器。CS端从来都不可以直接连接到功率转换器的电流采样电阻RCS上。在电流采样电阻和CS端之间加入一个小型通用的RC滤波器，这对于调节片上斜率补偿电路的正常工作和保护连接到CS端的功放晶体管都是必须的。
    斜率补偿通过一个流出CS端线性增长的电流经RF来实现。斜率补偿电流只出现在转换器的主功率开关栅极驱动信号的导通期间。CS端的内部下拉晶体管在定时电容放电期间被激活。间隔时间是(1-DMAX)TSW，并表示主功率开关确保关断的时间。
    RSLOPE(脚8) 此端与CND之间的电阻RSLOPE设置斜率补偿电流的幅度。在主功率栅极驱动导通期间，RSLOPE上的电压代表内部定时电容的波形。随着定时电容的充电，RSLOPE两端的电压也增大，引起电流波形的线性增长。为了斜率补偿而供给CS端的电流与流过RSLOPE的电流是成正比的。
    由于在RSLOPE端为高速交流电压波形，要求接到RSLOPE端的外部电路元件的寄生电容和电感应适当地减小。
    FB(脚9) 此端是UCC2891系列脉宽调制电压的输入端。由一个外部误差放大器提供，它比较转换器的输出电压和基准电压，并且用一个电压调节电路来补偿。通常，误差放大器在隔离功率转换器的次级处，并且输出电压通过一个光耦经隔离送过来，因此FB端通常由一个光耦来驱动。连接到VREF端一个外部上拉电阻作为反馈电路的一部分。
    控制电压在内部被缓冲，并且通过一个分压器接到PWM比较器上，它与电流检测电路的信号电平是兼容的。FB端口可用的电压范围为从1.25V到4.5V。低于1.25V阈值的控制电压会导致零占空比；高于4.5V的控制电压会导致最大占空比DMAX。
    SS/SD(脚10) 连接于此端与GND之间的电容Css决定了功率转换器的软起动时间。软起动电容通过一个精密的内部直流电流源充电，此内部直流源由连接到脚2的RON电阻决定，软起动电流Iss定义如式(6)。

   
    这个直流电流源给Css从O～5 V充电。在UCC2891系列控制器的内部，软起动电容的电压被缓冲，然后与FB端的控制电压信号一起进入一个或门。两个电压中较低的通过连接在FB端的分压器来形成控制器的PWM的引擎。据此，SS端有用的控制电压范围与FB端的控制电压范围相接近，在1.25～4.5V之间。
    PGNC(脚11) 此端为所有UCC2891系列的内部大电流电路的专用连接端。控制器的大电流部分包括两个大电流栅极驱动器和除了VREF之外的不同的偏置连接。当PGND和GND在内部被连接在一起时，也需要一个低阻抗的两个地端的外部连接。推荐给小电流的动作元件(RDEL，RON，ROFF，CVREF，CF，RSLOPE，CSS和前馈电路内的光耦的发射极)构成一个独立的地。此独立地应当与功率转换器的其它的地(PGND)有一个单独的连接，此连接应当在控制器的脚6与脚11之间。
    AUX(脚12) 此端是辅助开关的大电流栅极驱动输出端，此辅助开关实现功率级有源箝位。UCC2891和UCC2892的辅助输出端AUX作为箝制开关驱动P沟道场效应管，因此AUX端需要一个主动的低电平工作(当输出为低电平时开关为开通状态)。UCC2893和UCC2894控制器是N沟道辅助开关的最佳选择，因此该辅助开关提供传统的主动的高电平驱动信号。
    OUT（脚13） 这个大电流输出驱动一个外部N道MOSFET。UCC2891系列内部的每一个控制器都为转换器的主功率开关提供高电平驱动信号。由于这些输出(AUX，OUT)是高速和大电流驱动源，连接到这些输出端的外部电路元件的寄生电感应当适当地最小化。在栅极驱动电路中避免不必要的寄生电感的一个潜在的方法就是在非常接近于MOSFET栅极的地方放置控制器IC，并且确保输出(AUX，0UT)和MOSFET的栅极连接有较宽的线条。
    VDD(脚14) VDD是为IC电路内部大电流栅极驱动器，内部5V偏置调整器和欠压锁定电路等几部分供电的总电源端。为了减少偏置源上的开关噪音，一个高质量的陶瓷电容CHF必须很接近地放在VDD端和PGND端来提供足够的滤波。推荐CHF的值为lμF。但是它的值会受外部功率级的MOSFET参数的影响。
    此外对于低阻抗高频率的滤波，控制器的偏置源需要一个有足够大的存贮能量的电容CBLAS用来并联于CHF上。在开机期间，这个贮存能量的电容必须能提供使UCC2891运行的保持时间(包括栅极驱动电源要求)。在正常工作时，控制器必须从辅助绕组供电，关断起动用的晶体管，或通过一个辅助偏置源来供电。在辅助偏置源供电的情况，能量的贮存是由该偏置源的输出电容提供的。
    LINE UV(脚15) 欠压锁定功能的输入电压检测端。电源供应器的输入电压通过一个外部分压器(RIN1，RIN2)来定出欠压比较器的阈值电压I.27 V。一旦超过线路监视的输入阈值，内部电流源就被连接到LINEUV端。此电流发生器由连接于脚1的电阻RDEL调整，实际电流IHYST值由式(7)给出。

    由于电流经过分压器的RIN2，欠压锁定的窗口阈值是线性监视器电路的窗口并可以精密调节IHYST和RIN2的一个函数。
    VIN(脚16)(只适用于UCC2891和UCC2893)UCC2891和UCC2893有一个高压起动源，P沟道的JFET从供应转换器的输入电源启动开始工作，在这里输入电压不能超过启动晶体管的最大额定值llOV。在这些应用中，VlN端可直接连接到输入电源的正极。内部JFET启动晶体管为连接于VDD和PGND的贮能电容提供一个大约15 mA的充电电流。当VDD端上的电压超过13.5V时，起动部分立即被关断，控制器的欠压锁定的入口开通。当过大的栅极驱动电流产生时，为保护IC不超出允许的功率损耗，JFET在器件正常工作后被禁止。
    LINEOV(脚16) （只适用于UCC2892和UCC2894）在UCC2892和UCC2894控制器中没有采用高压起动设备。脚16有一个不同的功能：它用来监视输入电源电压，提供精确的过压保护功能。电路实现过压保护与欠压锁定功能监视输入电源的应用技术相似。这允许实现一个精密阈值和只用一个端子的窗口比较器。电源供应器的输入电压检测值被限定为l.27 V，通过外部分压器RIN3、RIN4的过压保护比较器的阈值电是1.27 V。一旦超出线路监视器的输入电压阈值，内部电流源就会被连接到LINEOV端。电流发生器由连接于控制器的脚l的电阻RDEL控制，实际电流，IHYST值与式(7)给出。
    随着此电流流入输入分压器的RIN4，过压保护的窗口阈值是线路监视电路的窗口可精密调节的IHYST和RIN4的函数。

2 有源箝位的工作原理
    由UCC2891构成的有源箝位单端正激变换器的主电路如图3所示。
    参考文献（3）和（4），将有源箝位分为8个阶段，深入地研究了开关过程中的电流变换。以图3为基础，以低边有源箝位为例子，在一个完整的开关周期t0~t4中，简化描述出4个性质不同的开关过程，分别如图4～图7所示。

2.1 t0~t1功率传输
    如图4所示，在此阶段功率由主开关传输至二次侧，此时S1导通，在此条件下刚好在ZVS条件下导通。因其体二极管先前已经在导通状态，初级电流通过S1，其中包括变压器的磁化电流加上折算到二次侧的输出电流。在二次侧，正向的同步整流SF导通，并且流过整个负载电流。在先前状态，负载电流流过同步整流SR的体二极管，所以SF是硬开关状态开启损耗的。
2.2 tl→t2谐振状态
    如图5所示，这是整个开关周期中出现的两个谐振状态的第一个，此状态S1在ZVS状态下关断，初级电流仍旧连续地通过CCL流过D2，S2必须是P沟道MOSFET(对低边箝位)，由于此时二次负载电流流过续流MOSFET。此时无折射到一次侧的电流。所以仅有流过D2的电流为变压器的磁化电流。因此S2体二极管损耗很小，并且给出了S2的ZVS状态开启的条件。S1关断和S2开启之间的延迟时间即谐振周期是已知的。
    这是识别有源箝位同其它单端变压器复位方式的主要方法。在二次侧SF是在硬开关方式下关断的，整个负载电流却是通过DR的。对于大电流输出的应用，DR的导通损耗成为整个功耗的主要部分，这也是限制工作频率进一步提高的关键因素。当然DR的导通对SR在ZVS状态下开启仍是必要的，虽然对于自偏置同步整流来说不可能去掉它，但仍要尽量减小DR的导通时间，令其接近于0。
2.3 t2→t3有源箝位
    如图6所示，这是有源箝位状态，此时变压器初级复位，虽然图6的等效电路示出初级电流反转，变压器从正向至负向的电流流向实际都是锯齿状，当磁化电流达到正向峰值时，又回到原状态，从O反向升起。在初级侧，S2现在在不同的输入电压VIN和箝位电容电压值之间完全地导通且加到变压器初级侧，S2在磁化电流流过时会有很小的导通损耗。而在二次侧SR则流过整个负载电流，有较高的导通损耗。

2.4 t3→t4谐振状态
    如图7所示，这是一个完整周期中出现的第二次谐振状念，在此状态下，S2在ZVS状态下关断，初级电流仍然反向流动，只不过是通过S1的体二极管D1，初级电流是负向的，但在此期间，此电流方向将要反转(已经很小)。S1的体二极管开始导通，为S1的导通设置ZVS导通条件。而在二次侧，DR刚好在导通状态下让SR关断，因此SR在ZVS状态下关断。根据经验，不可避免地因体二极管导通出现功耗。在t4完成时，开关周期又返回t0~t1状态。
    由上述分析可知，图3电路主开关S1及辅助开关S2实现了零电压(ZVS)切换。

3 UCC2891的应用
    UCC2891/3内含llOV高压起动源；UCC2892/4则内含输人电压监视功能。芯片内设计有斜坡补偿、精密占空比控制、外同步等功能。
    由UCC2893实现的反激变换器如图8所示。
    由UCC2891实现的正激变换器如图9所示。
    对箝位的辅助开关的高边驱动和低边驱动分别如图10和图11所示。

4 设计实例
    如图2所示为采用UCC2891设计的次级同步整流的正激变换器，变换器的技术指标如表1所列。

5 结语
    UCC2891控制IC，提供了有源箝位工作的各项控制功能，它的精确控制箝位占空比和同步延迟时间技术，将有源箝位技术提高到一个新的水平。由它实现的100 W单端正激变换器达到了较高的技术指标。在有源箝位技术专利到期的今天，它的出现，必将为有源箝位技术在中小功率单端变换器的应用产生很大的推进作用。

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