电流模式转换器的斜升补偿_瑞达电器资料网,华玉生活

从本质来看，在以下两种情况：a. 转换器在连续导电模式(CCM)下工作；b. 占空比接近蚋哂?0%，峰值电流模式电源容易受到子谐波振荡的干扰。若发生这两种情况，额定开关频率减半时，转换器会产生振荡。可以通过快速建立图形的方法来描述干扰通过周期传播的方式。
干扰传播可以用一个简单的公式来说明，其中电感电流IL取决于步长 t=0 :IL(n)＝IL(0) x [D/(1-D)]n (方程1)。在上述方程中，D代表占空比，n代表开关周期。可以看到，若[D / (1-D)]的商小于1 (D < 50%)，那么n次幂后，干扰在几个周期之后自然就消失了。相反，如果D>50%，商将大于1，则干扰不会消失，反而从一个周期传到下一个周期：这就是子谐波振荡，它的严重程度取决于开关频率减半时的峰值。因此，干扰与其它调谐滤波器一样，与峰值相关。

图1 简单的RCD布局可以利用敏感的振荡器电路独立产生斜升波形
电流模式转换器实际上是一个有低频极点p和两个位于Fswitching/2极点的三阶转换器。这些极点随占空比和外部补偿斜升的变化而移动。此人工产生的斜升有助于稳定电源。这两个高频极点产生的Q值取决于此斜升以及占空比。无外部斜升(mc＝1)时，Q值在D＝0.5时趋于无穷大，在大于0.5的占空比状态下工作的CCM电流模式SMPS存在不稳定性。以下是该质量系数的定义：
Q=(方程2)，其中mc＝1 + Se / Sn (方程3)。Se是外部斜升斜率(用于稳定转换器的补偿斜升)，Sn是电感导通时间斜率，D’=1-D。对于设计人员，一旦用方程2确定系统的质量系数Q，就应该确定使这个值等于1的斜升补偿量：(方程4)。斜升可以从反馈信号中减去，或加到电感电流的电压镜像上。这是最简便的方法，因此广为使用。

无需使用振荡器
在UC384x设计中，一般通过连接在共集电极的双极型晶体管来缓存定时电容锯齿。但这种方法有以下几个缺点：a. 由于小电流循环对电容充电，所以Ct节点(引脚4)的阻抗较大，故不建议连接任何元件；b. Ct电压幅度变化约为1.6V。将双极型晶体管与电容电压串联，则可从1.6V幅度变化中减去0.65V的Vbe(Tj=25℃时)。也就是说，在高结温或低结温时，如果硅的斜率为-2.2mV/℃，则最终的斜升幅度会发生一定的变化，需要在某处进行补偿。

斜升波形的产生
控制器的振荡器部分位于电路内部，与它相关的信号均无法从外部存取。但是，当门极驱动处于高状态时，便可轻易地对电容充电，当MOSFET关闭时，立即对它放电。图1显示了用NCP1200门极驱动产生锯齿的方法：当门极为高状态时，电阻R对电容C充电；在关闭期间，则通过二极管D对它进行放电。
由于Rramp经过调整可满足要求，所以斜升的绝对幅度在此并不重要，计算RC元件值也较为简单。为避免增大功耗，应从驱动器吸收小电流，此时的R应为高值。若是这种情况，则可以将系统看作电流生成器。应用公式，计算出R和C。假设当60kHz的NC要的电容为：
=833pF，或者采用归一化值820pF。通过快速的SPICE仿真，用4.5V的峰值斜升值或4.5 / 8.33= 540mV/s的扫描时间可以证实以上的假设。

注入补偿电平
根据方程4，假设需要的mc水平为2.2。通过方程3，可以计算出所需斜升的斜率：Se=(mc-1) x Sn(方程5)。假设反击中有一个在120V直流输入电压下工作的1mH初级电感Lp。检测单元为一个0.5电阻。反射到Rsense的初级Sn斜率则为：(120 / 1m)×0.5=60mV/s。因此，根据方程5，可以计算出：Se=(2.2-1)×60=72mV/s。与Sn(60mV/s)相比，比值M为72/60=1.2。最终的电阻值通过固定R2(如3.3k)进行计算。采用下列方程计算Rramp：Rramp=R2 x Sramp / (Sn×M)＝3.3 x 0.54 / (0.060×1.2)=24.7k。注意：24.7k＋3.3k共同载入了具有22k输出阻抗的斜升生成器。因此，需调整原型以说明这个下降。P1200在50%占空比的状态下工作时，希望得到5V的斜升。选择500A充电电流。驱动门极电压为11V，所以电阻约为11V/500A＝22k。充电电流为500A，那么在8.33s的时间内达到5V的斜升所需要的电容为：
=833pF，或者采用归一化值820pF。通过快速的SPICE仿真，用4.5V的峰值斜升值或4.5 / 8.33= 540mV/s的扫描时间可以证实以上的假设。