摘  要：提出了一种新型的没有电磁污染的三相大功率开关电源主电路拓扑方案，该电路利用单级移相零电压零电流开关脉宽调制（PS-ZVZCS-PWM）逆变桥完成功率因数校正（PFC）和输出电压调节、隔离的双重功能；分析了该电路的基本工作原理、关键参数的设计计算，并且以输出功率为36V/400A的直流开关电源作了仿真试验，仿真结果表明这种新型的单级大功率开关电源功率因数可达到0.995以上，并且开关管在零电压零电流下通断，显著的减小了EMI。

关键词：功率因数校正  单级  软开关  变换器

1  前  言

高频开关电源技术带来的“20KHz电源技术革命”，不仅在直流稳压电源领域占据了主导地位，在许多工业电源领域如电焊机、高频感应加热、航空电源、激光电源等领域，也得到了广泛的应用和迅速的发展。例如2000年度电焊机行业的主要企业所销售的逆变式电焊机已占直流弧焊机总量的45%，比1999年度增加了45.5% 。开关电源的大量应用，特别是大功率开关电源的应用，给电网带来了电磁污染的问题，制造了大量的高次谐波和电磁干扰（EMI）。其原因一是由于硬开关的PWM调节方式，电子开关速度很快（ns数量级）在高电压下导通，大电流下关断，导致很高的du/dt和di/dt，产生很强的尖峰脉冲，对周围环境造成电磁干扰。原因之二是开关电源的输入端采用二极管整流，后接较大的滤波电容，导致输入电流为一很窄的脉冲波，含有丰富的谐波分量，THD可达40%以上，严重超过5%的国家标准 。根据日本的统计，楼宇、铁路、和冶金是三个最大的污染电网的谐波源，几乎是应用大功率开关电源场合。要消除开关电源对环境的电磁污染，一是要采用软开关的PWM调节方式，二是在输入端增加功率因数校正器 ，这是目前一般采用的办法。其主要缺点是由于增加了一级校正器，因而控制复杂、成本高、效率低。为此，出现了所谓单级功率因数校正和变换装置，采用一级变换器同时完成功率因数校正和输出电压的调节。目前，这仅在输入电源为单相的变换器中实现，而且不是软开关，仍存在EMI；对于污染问题更严重的输入电源为三相三线的较大功率的变换器，则未见报道。

 2  系统主回路结构

本文提出的新型单级三相无电磁污染的零开关变换器，只用一个功率变换级和简单的移相控制。电路图见图1。电源经三相功率因数校正储能电感 接到三相整流桥经滤波电容 滤波后再给 组成的逆变桥供电，逆变桥的两个顶点经饱和电抗器Ls和隔直电容Cb连接到高频变压器T1的原边 ，副边绕组 、 与快恢复整流二极管RD1、RD2组成的双半波整流电路，再经高频滤波电感 和滤波电容 滤去高频后输出稳定直流给负载 ，完成输出电压调节、变压、隔离的功能。并且，该电路接成星形的输入滤波电容的中线连接到逆变器超前臂两开关管 、 的中间N点，在开关管 或 导通时为功率因数校正电感构成储能回路，使它们工作在不连续导电模式（DCM）下，完成功率因数校正功能。仿真结果表明了该新型无污染大功率开关电源具有良好的效果。

3  软开关逆变器工作原理

为了方便讨论，我们首先讨论图1电路作为一个DC/DC变换器时的工作过程，它由作为直流输入电压源的滤波电容 、移相式零电压零电流开关PWM（PS-ZVZCS-PWM）控制的4只IGBT开关管、变压器T、副边整流滤波输出电路组成。全桥逆变器采用简单的移相控制方式，各开关管控制时序和相应的电压电流波形如图2所示。g1~g4是IGBT控制脉冲时序， 是工作在不连续导电模式（DCM）下的A相功率因数校正电感电流， 和 分别为变压器T1原边电压和电流。在变换器处于稳定状态之后，设 ，开关管 、 共同导通期间，可饱和电感Ls饱和，相当于短路，原边电压为 ，电源向负载输出功率； 时刻，开关管 先关断（由于开关管并联缓冲电容 ， 为零电压关断），变压器原边电流对电容 充电、 放电，当电容 放电到零， 自然导通；

时刻完成 的零电压开通；原边电流经 、            图2  逆变器控制脉冲时序及其它关键波形

续流，并在谐振电容Cb的作用下迅速下降，当下降至可饱和电感的临界饱和电流时，可饱和电感退出饱和，阻止原边电流反向，在 时刻关断 ，即为零电流关断；由于可饱和电感还没有退出饱和，使得延迟一定时间（滞后臂死区时间）在 时刻零电流开通 ；开关管 、 共同导通，可饱和电感饱和，电源向负载输出功率。之后，进入下半周期，运行模式与上面所述相似。

4  功率因数校正原理

图1电路除了作为DC/DC变换器外还作为功率因数校正器（PFC），它由三相高频滤波电容、运行于不连续导电模式（DCM）下的功率因数校正储能电感 、三相二极管整流桥和全桥逆变器超前臂开关管 组成。为了方便分析，作如下假设：

●     各开关器件（包括二极管）视为理想器件。

●     电网电源按A、B、C三相正序对称，即 ， ，

●     由于开关周期 远远小于电源交流电周期 ，在开关周期 内，认为电源 、 、 不变。

设当A相电压和C相电压大于零，B相电压小于零时，开关管 在一个电源周期内的第n个脉冲（显然，一个电源周期内有 个开关脉冲，第n个脉冲的对应时刻为n ）到来时开通。开关管 的开通使P、N点等电位，二极管 、 导通，为输入电感 、 构成独立回路，由于图1中输入电源为三相三线制系统，当高频滤波电容足够大时，A、B、C三点电位相当于电源电压，N点为三相输入电容星型接法的中点，等效于三相三线制电源的中点，则加在 、 两端的电压分别为相电压 、 ，而B相电压小于零，二极管 导通，再通过 和滤波电容 构成回路，加在 上的电压为 ，由于滤波电容足够大，在一个开关周期内可认为是恒定值，用直流电源 代替，则其等效电路如图3（a）所示。在此期间，加在电感上的电压近似于恒定值，电感 和 的电流 和 从零开始近似线性增长，在开关管关断时达到最大值；电感 上的电流 从负的最大值向零线性减小，各电流变化可由下式给出：

                                                    (1)

                                                                                   (2)

                                             (3)

式中 0≤t≤D

很显然，当一个交流电周期内的第n个脉冲结束时，电感 和 的电流达到最大值 和 ，电感 电流降到零。

图3（a） 开关管 开通时等效输入电路             图3（b） 开关管 关断时等效输入电路

                                                   (4)

= 0                                                                   (5)

                                             (6)

由此可见，电感电流峰值是近似按照正弦规律变化的。

在超前臂开关管 关断、 开通之后，开关管 的开通使G、N点等电位，加在电感 和 上的电压分别为 和 ，加在电感 上的电压为 ，其等效电路如图3（b）所示。在此期间，考虑到整流电压 近似恒定，电感 和 的电流 和 从最大值近似线性减小到零；电感 的电流 从零负向线性增加到负最大值，各电流变化可由下式给出：

                                            (7)

                                                (8)

                                                                                           (9)

式中 0≤t≤(1-D)

显然，功率因数校正电感工作在不连续导电模式（DCM）下，在超前臂开关管 导通时储能，在 关断时放能，由于采用移相调节方式，开关管反并联二极管VD1或VD2导通时也相当于超前臂开关管处于通态状态，其功率因数校正电感电流波形见图2，则由式（1）和式（7）得出，在一个开关周期 时间内流过 的电流的平均值为：

                                                    (10)

显然，电感 和 平均电流也和电感 的平均电流一样近似按正弦规律变化，并且和各自电压同相。由于系统处于稳定时，各开关管稳定工作，上述分析同样适合A、B、C三相电压处于其它值的情况。

在这种主电路中，由(10)式知 受开关管导通时间 的影响。由于采用移相调节方式， 、 的导通时间 恒定不变，并且输入电源峰值E、开关周期T和功率因素校正电感L均为恒定值，可见 为一正弦函数。由于输入电感中电流还包含着开关频率整数倍的高次谐波分量，加一个合适的三相高频滤波器，这样，功率因数可达到0.995，THD=1%，比传统变换器的功率因数要高得多。

5  仿真试验

为了验证这种新型单级三相高功率因数零开关变换器的可行性，对图1这种主电路进行PSPICE仿真。电路参数为：输入电感 ~ 50 H；开关管并联电容 、 0.01 F；输入滤波电容 470 F；开关频率 25kHz；占空比D0.4；变压器变比7:1；输出滤波电感 100 H；输出滤波电容为1 F；输出36V、400A。其仿真波形如图4~图8。图4为完成输出调节和功率因数校正双重功能的超前臂开关管零电压开关波形，可见由于开关管在零电压下开通；图5为工作在电流不连续导电模式（DCM）下功率因数校正电感的电流，可见其包络线为与该相电压同相的正弦波形，它包含开关频率附近的高次谐波；图6为经过高频滤波之后得到的电源输入线电流波形，图7即为其频谱，可见除了开关频率附近还包含极小的谐波外几乎所有谐波都被高频滤波电路滤除，其功率因素可达0.995以上。为了对比，给出没有功率因素校正时电源输入线电流频谱如图8所示 。

图4  额定负载（400A）时超前臂开关管电压、电流波形             图5  功率因数校正电感电流波形

6  结束语

上述仿真结果表明，该新型单级三相无电磁污染零开关变换器的拓扑结构是正确合理的，该开关电源用在三相三线制中，尤其适合输出几十千瓦的大功率并且要求输入输出隔离的直流电源系统。该结构以一个功率级在完成功率输出的快速调节的同时实现功率因数的校正，并且各功率开关管都处于软开关状态，减小了电磁干扰，同时由于采用软开关PWM技术，工作频率可以比硬开关高得多，体积更小，效率更高，而成本和复杂程度比两级方案大为降低，因此易于推广应用，有显著的经济效益和社会效益。

图6  电源输入电流波形                                  图7  电源输入电流频谱

图8  无PFC时电源输入电流频谱

参考文献：

[1] 周孟龙,黄锦耀,樊绰等. 电焊机行业的现状及其发展. 电焊机, 2001,31(2):3-7.

[2] 王兆安, 杨君, 刘进军. 谐波抑制和无功功率补偿. 北京：机械工业出版社, 1998

[3] JIANG. Y.. MAO. H.. LEE. F.C.. et al. Simple high-performance three-phase boost rectifiers. IEEE PESC’94 Proceedings. 1994. pp. 1158-1163.

[4] PRASAD.A.R.. ZIOGAS.P.D.. et al. An active power factor correction technique for three-phase diode rectifiers. IEEE PESC’89 Proceedings. 1989. pp. 58-66.

[5] M. Danniele, P.Jian, and G. Joos. A single stage single switch power factor corrected ac/dc converter. IEEE Power Electronics. Spec. Conf.(PESC).Rec., June 1996,pp.216-222.

瑞达币购买

桂山秋竹_唐年桂2023年

桂北云雾图_唐年桂202