摘 要：扼要介绍高压PWM电源控制器MAX5014/MAX5015的性能、特点、应用电路及设计。
    关键词：电信/工业电源；PWM控制器；MAX5014/5015;应用    

1 引言
    美国美信公司生产的MAX5014和MAX5015 PWM控制器，输入电压(V＋脚)范围是18V～110V，适合用于设计电源总线电压是48V的电信和数据通信电源、工业电源、网络电源和隔离电源。
    MAX5014/MAX5015都是带高压、集成启动电路的电流模式PWM控制器。MAX5014专门用作设计反激式(回扫式)变换器，允许在85％的占空因数下操作；MAX5015指定在单端正激式变换器中用作PWM控制器，最大占空因数不超过50％。

2 引脚功能与特点
    MAX5014和MAX5015均采用8引脚SO型封装，引脚排列如图1所示。表1列出它们的引脚功能。

    MAX5014/MAX5015的主要特点如下：
    内置高压启动电路，在IC启动期间，允许从18V～110V的输入电源电源汲取功率。从引脚V_DD输入到内部线性稳压器的电压范围为13V～36V。
    电源模式操作简化了控制环路设计，并提高了环路稳定性。
    内部振荡器频率设定在275kHz±27.5kHz，允许使用较小的磁性元件，有利于减小PCB板尺寸。
    从引脚CS输入的电流传感信号前沿尖峰被内部前沿消隐电路消隐后，再输入到PWM比较器。由于脉冲前沿尖峰比电流限制比较器门限电平低，故逐周电流限制并不需要消隐。
    热关闭门限温度是150℃，带25℃的滞后。

3 应用电路
3.1 光耦隔离反激式变换器
    MAX5014组成的反激式变换器电路如图2所示。电路内的高压启动调整器允许引脚V_＋直接连接18V～110V的输入电压(V_IN)，无需外部设置启动电阻器。在IC启动时，输入电压从引脚V_＋施加后被调整，产生V_CC电压，为器件提供偏置。当来自变压器偏置绕组N_T的电压施加到引脚V_DD，达到12.7V时，电路内部的高压调整器截止，从而大大地减小了功率消耗，提高了系统效率。如果V_CC降至欠电压锁定(UVLO)门限电平(6.6V)以下，电路内的低压调整器截止，软启动重新开始。在UVLO下，MOSFET驱动器输出(NDRV)保持低电平。电路的引脚SS-外部连接一只软启动电容器，允许负载电压在被控方式中渐增，从而消除输出电压过冲。

    功率开关MOSFET(M1)源极电阻器Rsense用于感测通过MOSFET的峰值电流。当引脚CS上的电压超过465mV时，内部的电流传感比较器及其结合的逻辑信号将使MOSFET关断。MOSFET源极与引脚CS之间连接的100Ω电阻器用于衰减开关噪声。
    MAX5014内部的斜坡产生器用于斜率补偿。在每个周期开始时，内部斜坡信号复位，电路驱动外部MOSFET导通。对于变换器输出电压的调节，是通过从输出到初级侧的电阻分压器(R₁与R₂)、并联稳压器TLV431和光耦合器组成的反馈环路实现的。
3.2 光耦隔离单端正激式变换器
    由MAX5015电流型PWM控制器组成的单端正激式变换器电路如图3所示。与反激式拓扑结构比较，正激式变换器有较大的输出功率电平，由于输出LC滤波器的作用，使纹波电流得到有效抑制。控制器MAX5015与MAX5014一样，内部振荡器频率同样设定在275kHz，但占空因数低于50％。
    脉冲变压器设置了一个磁芯复位绕组N_R，其作用是防止磁芯剩磁累加，导致变压器饱和而损坏功率MOSFET。

4 设计实例
    现在以图3所示的用MAX5015作控制器的正激式变换器为例来说明设计程序。设计步骤大体如下所述：  

    1)确定技术要求
    图3所示电路的技术条件是V_IN=36V～72V，V_OUT=5V，I_OUT=10A，纹波电压V_RIPPLE≤50mV。
    2)设定输出电压
    变换器输出电压由分压器电阻器R₁和R₂设定。并联稳压器TLV431的参考电压是V_REF，计算R₁和R₂的公式如下：
     V_REF/V_OUT=R₂/(R₁＋R₂)        (1)
    3)计算变压器匝数比
    (1)计算变压器次级绕组与初级绕组的匝数比(N_S/N_P)
    变压器匝数比基于变换器最低输入电压和MAX5015最大占空因数(44％～50％)的最小值计算，公式如下：
   
    在公式(1)中，V_OUT=5V；V_D1是次级侧肖特基整流二极管的正向压降，典型值是0.5V；D_MAX=44％，是MAX5015最大占空因数的最小值；V_IN,MIN=36V，是最低输入电压。根据公式(2)可得：  
  
    选择初级绕组匝数N_P应以磁芯损耗和DC电阻为基础。在本例中，可选择N_P=14匝。N_S利用匝数比计算：N_S=N_P×0.33=14匝×0.33=5匝。
    选择变压器带有约200μH的磁化电感器。正激式变换器在磁化电感器中的储能并不递交到负载，而必须利用复位绕组回复到输入。变压器初级到次级的漏感应小于1μH。最小占空因数可用下面公式计算：  
  
    在公式(3)中，N_IN－MAX=72V。将有关数据代入公式(3)，可得D_MIN=19.8％。
    (2)复位绕组与初级绕组的匝数比(N_R/N_P)
    N_R/N_P可用公式(4)计算：
  
    ，是最大占空比的最大值。又用N_P=14匝，故N_R/N_P≤(1－0.5)/0.5=1，N_R≤14匝。
    N_R/N_P决定横跨电路外部的功率MOSFET两端的峰值电压V_DS,MAX：
    
    (3)确定第三(偏置)绕组匝数(N_T)
    N_T可用公式(5)计算：
     
    在公式(4)中，V_DD，MIN=13V，V_DD，MAX=36V，V_IN,MIN=36V，V_IN,MAX=72V，N_P=14匝，0.7V是偏置绕组整流二极管(IN4148)的正向压降，因此
  
    选择N_T=6匝。
    4)确定电流感测电阻器的R_SENSE值
    R_SENSE可用公式(6)计算：
  
    在公式(6)中，V_I,LIM=0.465V(是IC内电流传感比较器脱扣门限电压)，I_OUT,MAX=10A，N_S/N_P=0.33，将这些数据代入公式(6)可得R_SENSE≤109mΩ。
    可选择R_SENSE=100mΩ。
    5)确定输出电感值
    滤波电感器L₁的电感值的选择，应确保L₁中的峰值纹波电流是最大输出电流I_OUT,MAX的10％～20％。电感值L的计算公式是：
  
    在公式(7)中，V_D=0.5V，是输出肖特基二极管的导通压降。另外，V_OUT=5V，D_MIN=19.8％，fsw=275kHz,I_OUT,MAX=10A,并选取L_IR=20％(即电感纹波电流与DC输出电流的比率)，从公式(7)可得：  
   
    可选取L≤4.7μH。
    6)选择输出电容器
    为减小输出纹波电压，输出滤波电容器应有尽可能小的等效串联电阻(ESR)。计算峰－峰值输出纹波的公式如下:  
   
    公式中，V_RIPPLE，ESR=I_RIPPLE×R_ES，为ESR纹波；V_RIPPLE,C=I_RIPPLE/(2π×275kHz_t×C_OUT)，为输出电容器C_OUT的纹波电压。
    这里，C_OUT可选用三只低ESR的560μF的铝电解电容器(6.3V)并联在一起，总电容量为1680μF。为了进一步降低开关噪声，在输出端并联一只0.1μF的陶瓷电容器。按此法选择L₁和C_OUT，可保证V_RIPPLE≤50mV。

瑞达币购买

桂山秋竹_唐年桂2023年

桂北云雾图_唐年桂202