引言 
CoolSET ICE2B265是内带CoolMOS的集成脉宽调制器。它含有控制器和CoolMOS功率开关，价格便宜。设计者可以用它来实现当前各种新型开关电源，例如要求待机功耗低、外部元件少，电路板面积最小等等。 

如图1所示，CoolSET的控制部分采用了一些特别的增强方法来实现低待机功耗和电路保护。它包括5个单元：功率控制，软启动，改进的电流控制，电流限幅，待机和保护单元。待机单元可以使芯片工作频率下降，以减少待机模式下的功耗。待机频率的下限是21kHz，以避免产生音频噪声。在开环、过压或由于短路而造成的过载等故障情况下，器件切换到由保护电路控制的自动重启模式。通过集成在电流限幅单元内的延时补偿电路(专利技术)，峰值电流可以得到精确的控制。从而可使用更低成本小尺寸的变压器和次级二极管。 



                                 图1 ICE2B265的框图 


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                图2 使用CoolSET ICE2B265P的30W开关电源演示板 

30W反激式开关电源的设计 
图2给出了使用ICE2B265P的低成本30W反激式开关电源电路，用作数码相机打印机的电源。电路指标如下： 
输入电压范围：85-265VAC，50/60Hz；输出：18V/1.67A；最大输出功率：POMAX=30W；待机状态输入功率：在 PO=0W 且 
VIN=240VAC 时，PIN<0.5W；效率：h>80%。 
确定输入电容C5和最小直流输入电压V1MIN 
为了选择输入电容C5的值，使用了以下的经验规则： 
对于100/115VAC或通常输入(电源)，C5=2~3mF/W； 
对于230VAC，C5=1mF/W。 
本设计中选择C5=68mF。在最低电网电压为85V下，最小直流输入电压V1MIN(见图3)是计算变压器的一个非常重要的参数。它可以通过下式进行估算： 

(1) 
VACMIN，PK是最小输入电压的峰值，而WIN是C5放电的能量。 
(2) 
放电能量WIN等于需要的峰值输出功率POPK和放电时间TL/2-tc的乘积。 
(3) 
假设桥式整流器的二极管导通时间约为3毫秒，并将确定的值带入式(1)，(2)和(3)，得到： 
(4) 
(5) 
(6) 
将桥式整流器上的电压降考虑在内，V1MIN应当是80V。 
变压器计算 
最大占空比 
在设计变压器时，要考虑开关电源在整个工作范围内其磁通是不连续的。 
在最小输入电压V1MIN下的最大的占空比DMAX为： 
DMAX= 0.5 (7) 
初级感应电势 
初级感应电势VR是通过初级线圈的次级电压的感应值，它可以由下式计算： 
(8) 
VDS可以忽略不计，则VR=80V。 
初级电流最大峰值和有效值 
初级电流的最大峰值I1PKMAX和最大输出功率成正比，它可由下式获得： 
(9) 
将已知的POMAX，V1MIN，dMAX和功效h的值带入(9) 
(10) 
初级最大电流有效值可以从I1PK，MAX和dMAX计算出来： 
(11) 
初级电感L1 
初级电感可以由下面给出的回扫变压器的能量方程确定： 
(12) 
f是开关电源的开关频率，大约在67kHz左右。 
(13) 
初级匝数 
对于这个设计，考虑到成本和易于购买，推荐使用EF25的磁心。对于 67kHz的工作频率，Epcos N67 的材料是一个很好的选择。 
在不连续模式下，在开关频率为67kHz时，磁心最大磁通密度BMAX通常受磁心损耗限制。为了使磁心损耗保持在可以接受的程度，选择BMAX=0.2特斯拉来计算初级线圈的匝数N1。 

(14) 
AMIN是磁心的最小横截面积。对EF25，AMIN=51.5平方毫米。 
(15) 
次级匝数N01=14 
输出整流二极管 
为了选择合适的输出整流二极管，必须确定二极管上的最大反向峰值电压VD1,PK。VD1,PK可以从下面的方程获得： 
(16) 
其中V1MAX是最大直流输入电压。计算结果是： 
(17) 
所选二极管的反向额定电压VDR应当比VDPK大1.25倍以上。额定直流电流至少要比最大输出电流大3倍。在本设计中选用了MUR520。 
输出电容 
输出电容的选择由电容的RESR(等效串联电阻)和额定纹波电流来决定。流过输出电容的纹波电流，可以用下式计算： 
(18) 
在18伏/1.67A输出指标下，输出电容中的纹波电流是： 
(19) 
Epcos数据表中B41858系列的铝电解电容中，1000mF/25V的电容，在开关频率100kHz，环境温度105oC下的额定有效值电流是1.69A。必须使用2只这样的电容来获得VO1需要的纹波电流。每个电容的RESR是0.034W。2个RESR并联，RESRTOT=0.017W，引起的输出纹波电压是： 

(20) 
外加的L-C滤波器(图2中的L1和 
C14)可以进一步抑制开关纹波电压。C14使用220mF/25V，RESR=0.12W的电容。为了消除由L1-C14滤波器引入的控制环路中的极点，L1需要在1.5mH左右。采用这样数值的L1-C14，VO1,RP可减小到: 

(21) 
输出端的开关纹波电压V`O1,RP已被衰减到18mV左右。 
电流检测电阻 
电流检测电阻(图2中的R14)由最大初级峰值电流和电流限幅的最小阈值电压VCSTHMIN决定。 
(22) 
在R14上的最大功耗是： 
(23) 
因此推荐使用1W的低感电阻。 
软启动电容C7 
在图2的应用电路中，建议外部软启动电容C7=1mF。 
与VCC 相连的电容C6 
在图2电路中，建议选取C6 = 47mF以保证电源电压 Vcc。 
控制回路设计 
功率级传递函数 
图3所示为控制回路的基本原理。 
功率级的直流或低频 增益： 
(24) 
An是 PWM运放增益，在 ICE2B265 的数据表中，它的值为3.65 。从(24) 
可知，GPS与输出负载电阻RO的平方根成正比，由于采用电流模式控制，它与输入电压的变化无关。ROMIN = 10.8W时 (POMAX = 
30W), 最小增益为 

GPS,MIN=14.9 dB (25) 
在 POMIN = 0.5W时, 输出负载电阻将为 ROMAX = 648W, 功率级的最大增益为 

GPS,MAX=32.7dB (26) 
功率级的小信号传递函数为 
(27) 
Co由C12和C13(见图2)组成， 总值为2000mF，RESR 是这两个并联电容的等效串联电阻，即 RESR = 0.017W。 
在最小和最大功率时的极点和零点示于表1： 
输出滤波器L1-C14的传递函数可表示 为： 
(28) 
C14和 L1值的选取应使得滤波器的极点FPLC 远离穿越频率(增益为0dB的 
频率)FCO，以避免对控制回路产生影响。只有当FPLC大时，控制回路的带宽才大，这是我们所需要的。L-C 
的增益斜率为-2，相移变化快，这可能引起控制回路的不稳定。为避免这种情况，极点要由零点进行补偿。基于这个考虑， 选择Epcos 
铝电容B41858系列的 C14=220mF/35V，R14ESR=0.084W。 零点频率为： 
(29) 
令极点与零点相等，解出电感L1: 
(30) 
L1 =1.55mH 
以这样的L1和C14组合，滤波器对控制回路的影响可以忽略；功率级的小信号传递函数仅由(27)式决定。 
加入反馈回路，开环就成为闭环。它包括补偿网络(TL431、R6-R11、C9和C10) 和光电耦合器 IC2。 
反馈回路的传递函数为 
(31) 
其中GC是光电耦合器的电流传输系数， SFH617-3的GC=100%。位于FB (管脚2)的内部上拉电阻定为 RFB = 
3.7kW。选择R6=1kW以限制流过TL431的最大电流。为了提高带宽，同时整个增益响应的斜率为-1, 选择临界频率 FC=3kHz, 
则满载情况下功率级的增益可由(27)式导出 
(32) 



                                            图3 闭环反馈回路

使用TL431的反馈回路增益在FC必须为30.4dB，且斜率必须为0。为进一步计算， R9必须首先定义。R11决定了分压器R9-R11的偏置电流. 
如果R11=3.9kW，R9可由下式计算 
(33) 
VREF是TL431的基准电压. 为了计算在频率FC 时的反馈回路增益，(31) 可简化为: 
(34) 
由于 [GFB(FC)] = 30.4dB, 
(35) 
若将极点置于FPFB=2×FC，可得到C9 
(36) 
为得到足够的相位裕度，特别是在轻载情况下，可将零点置于 FZFB=20Hz， C10的值为 
(37) 
基于以上计算，反馈网络的元件值选取为：R8=220kW，R9=24kW，C9=120pF，C10=47nF，FZFB=15.4Hz, 
FPFG=6kHz。