摘要:单片开关电源是国际上90年代才开始流行的新型开关电源芯片。本文阐述其快速设计方法。
在设计开关电源时,首先面临的问题是如何选择合适的单片开关电源芯片,既能满足要求,又不因选型不当而造成资源的浪费。然而,这并非易事。原因之一是单片开关电源现已形成四大系列、近70种型号,即使采用同一种封装的不同型号,其输出功率也各不相同;原因之二是选择芯片时,不仅要知道设计的输出功率PO,还必须预先确定开关电源的效率η和芯片的功率损耗PD,而后两个特征参数只有在设计安装好开关电源时才能测出来,在设计之前它们是未知的。
下面重点介绍利用TOPSwitch-II系列单片开关电源的功率损耗(PD)与电源效率(η)、输出功率(PO)关系曲线,快速选择芯片的方法,可圆满解决上述难题。在设计前,只要根据预期的输出功率和电源效率值,即可从曲线上查出最合适的单片开关电源型号及功率损耗值,这不仅简化了设计,还为选择散热器提供了依据。
1 TOPSwitch-II的PD与η、PO关系曲线
TOPSwitch-II系列的交流输入电压分宽范围输入(亦称通用输入),固定输入(也叫单一电压输入)两种情况。二者的交流输入电压分别为Ui=85V~265V,230V±15%。
1.1 宽范围输入时PD与η,PO的关系曲线
TOP221~TOP227系列单片开关电源在宽范围输入(85V~265V)的条件下,当UO=+5V或者+12V时,PD与η、PO的关系曲线分别如图1、图2所示。这里假定交流输入电压最小值Uimin=85V,最高交流输入电压Uimax=265V。图中的横坐标代表输出功率PO,纵坐标表示电源效率η。所画出的7条实线分别对应于TOP221~TOP227的电源效率,而15条虚线均为芯片功耗的等值线(下同)。
1.2 固定输入时PD与η、PO的关系曲线
TOP221~TOP227系列在固定交流输入(230V±15%)条件下,当UO=+5V或+12V时,PD与η、PO的关系曲线分别如图3、图4所示。这两个曲线族对于208V、220V、240V也同样适用。现假定Uimin=195V,Uimax=265V。
2 正确选择TOPSwitch-II芯片的方法
利用上述关系曲线迅速确定TOPSwitch-II芯片型号的设计程序如下:
(1)首先确定哪一幅曲线图适用。例如,当Ui=85V~265V,UO=+5V时,应选择图1。而当Ui=220V(即230V-230V×4.3%),UO=+12V时,就只能选图4;
(2)然后在横坐标上找出欲设计的输出功率点位置(PO);
(3)从输出功率点垂直向上移动,直到选中合适芯片所指的那条实曲线。如不适用,可继续向上查找另一条实线;
(4)再从等值线(虚线)上读出芯片的功耗PD。进而还可求出芯片的结温(Tj)以确定散热片的大小;
(5)最后转入电路设计阶段,包括高频变压器设计,外围元器件参数的选择等。
下面将通过3个典型设计实例加以说明。
例1:设计输出为5V、300W的通用开关电源
通用开关电源就意味着交流输入电压范围是85V~265V。又因UO=+5V,故必须查图1所示的曲线。首先从横坐标上找到PO=30W的输出功率点,然后垂直上移与TOP224的实线相交于一点,由纵坐标上查出该点的η=71.2%,最后从经过这点的那条等值线上查得PD=2.5W。这表明,选择TOP224就能输出30W功率,并且预期的电源效率为71.2%,芯片功耗为2.5W。
若觉得η=71.2%的效率指标偏低,还可继续往上查找TOP225的实线。同理,选择TOP225也能输出30W功率,而预期的电源效率将提高到75%,芯片功耗降至1.7W。
根据所得到的PD值,进而可完成散热片设计。这是因为在设计前对所用芯片功耗做出的估计是完全可信的。
例2:设计交流固定输入230V±15%,输出为直流12V、30W开关电源。
根据已知条件,从图4中可以查出,TOP223是最佳选择,此时PO=30W,η=85.2%,PD=0.8W。
例3:计算TOPswitch-II的结温
这里讲的结温是指管芯温度Tj。假定已知从结到器件表面的热阻为RθA(它包括TOPSwitch-II管芯到外壳的热阻Rθ1和外壳到散热片的热阻Rθ2)、环境温度为TA。再从相关曲线图中查出PD值,即可用下式求出芯片的结温:
Tj=PD·RθA+TA (1)
举例说明,TOP225的设计功耗为1.7W,RθA=20℃/W,TA=40℃,代入式(1)中得到Tj=74℃。设计时必须保证,在最高环境温度TAM下,芯片结温Tj低于100℃,才能使开关电源长期正常工作。
3 根据输出功率比来修正等效输出功率等参数
3.1 修正方法
如上所述,PD与η,PO的关系曲线均对交流输入电压最小值作了限制。图1和图2规定的Uimin=85V,而图3与图4规定Uimin=195V(即230V-230V×15%)。若交流输入电压最小值不符合上述规定,就会直接影响芯片的正确选择。此时须将实际的交流输入电压最小值Uimin′所对应的输入功率PO′,折算成Uimin为规定值时的等效功率PO,才能使用上述4图。折算系数亦称输出功率比(PO′/PO)用K表示。TOPSwitch-II在宽范围输入、固定输入两种情况下,K与U′min的特性曲线分别如图5、图6中的实线所示。需要说明几点:
(1)图5和图6的额定交流输入电压最小值Uimin依次为85V,195V,图中的横坐标仅标出Ui在低端的电压范围。
(1)图5和图6的额定交流输入电压最小值Uimin依次为85V,195V,图中的横坐标仅标出Ui在低端的电压范围。
(2)当Uimin′>Uimin时K>1,即PO′>PO,这表明原来选中的芯片此时已具有更大的可用功率,必要时可选输出功率略低的芯片。当Uimin′(3)设初级电压为UOR,其典型值为135V。但在Uimin′<85V时,受TOPSwitch-II调节占空比能力的限制,UOR会按线性规律降低UOR′。此时折算系数K=UOR′/UOR<1。图5和图6中的虚线表示UOR′/UOR与Uimin′的特性曲线,利用它可以修正初级感应电压值。
现将对输出功率进行修正的工作程序归纳如下:
(1)首先从图5、图6中选择适用的特性曲线,然后根据已知的Uimin′值查出折算系数K。
(2)将PO′折算成Uimin为规定值时的等效功率PO,有公式
PO=PO′/K (2)
(3)最后从图1~图4中选取适用的关系曲线,并根据PO值查出合适的芯片型号以及η、PD参数值。
下面通过一个典型的实例来说明修正方法。
下面通过一个典型的实例来说明修正方法。
例4:设计12V,35W的通用开关电源
已知Uimin=85V,假定Uimin′=90%×115V=103.5V。从图5中查出K=1.15。将PO′=35W、K=1.15一并代入式(2)中,计算出PO=30.4W。再根据PO值,从图2上查出最佳选择应是TOP224型芯片,此时η=81.6%,PD=2W。
若选TOP223,则η降至73.5%,PD增加到5W,显然不合适。倘若选TOP225型,就会造成资源浪费,因为它比TOP224的价格要高一些,且适合输出40W~60W的更大功率。
3.2 相关参数的修正及选择
(1)修正初级电感量
在使用TOPSwitch-II系列设计开关电源时,高频变压器以及相关元件参数的典型情况见表1,这些数值可做为初选值。当Uimin′<Uimin时,由于电源效率和功率损耗均发生了变化,因此还需要对初级电感量LP进行修正。有公式
LP′=KLP (3)
表1 高频变压器及其相关元件参数的典型值
LP′=KLP (3)
表1 高频变压器及其相关元件参数的典型值
参 数 | TOP221 | TOP222 | TOP223 | TOP224 | TOP225 | TOP226 | TOP227 |
高频变压器初级电感LP(μH) | 8650 | 4400 | 2200 | 1475 | 1100 | 880 | 15 |
高频变压器初级泄漏电感 LPO(μH) | 175 | 90 | 45 | 30 | 22 | 18 | 15 |
次级开路时高频变压的谐振频率fo(kHz) | 400 | 450 | 500 | 550 | 600 | 650 | 700 |
初级级圈电阻RP(mΩ) | 5000 | 1800 | 650 | 350 | 250 | 175 | 140 |
次级级圈电阻Rs(mΩ) | 20 | 12 | 7 | 5 | 4 | 3.5 | 3 |
输出滤波电感的直流电阻RL1(mΩ) | 40 | 32 | 25 | 20 | 16 | 13 | 10 |
共模扼流圈的直流电阻RL2(mΩ) | 400 | 370 | 333 | 300 | 267 | 233 | 200 |
查表1可知,使用TOP224时,LP=1475μH。当K=1.15时,LP′=1.15×1475=1696μH。
表2 光耦合器参数随Uimin′的变化
最低交流输入电压Uimin(V) | 85 | 195 |
LED的工作电流IF(mA) | 3.5 | 5.0 |
光敏三极管的发射极电流IE(mA) | 3.5 | 5.0 |
(2)对其他参数的影响
当Uimin的规定值发生变化时,TOPSwitch-II的占空比亦随之改变,进而影响光耦合器中的LED工作电流IF、光敏三极管发射极电流IE也产生变化。此时应根据表2对IF、IE进行重新调整。
TOPSwitch-II独立于Ui、PO的电源参数值,见表3。这些参数一般不受Uimin变化的影响。
表3独立于Ui、PO的电源参数值
独立参数 | 典型值 |
开关频率f(kHz) | 100 |
输入保护电路的箝位电压UB(V) | 200 |
输出级肖特基整流二极管的正向压降UF(V) | 0.4 |
初始偏置电压UFB(V) | 16 |
(3)输入滤波电容的选择
输入滤波电容器C1的容量与电源效率、输出功率密切相关。对于宽范围输入的开关电源,C1的容量取μF作单位时,可按比例系数3μF/W,例如,当PO=30W时,C1=(3μF/W)×30W=90μF,以此类推。在固定输入时,比例系数变成1μF/W,上例中的C1就变在30μF。在设计开关电源时还需注意C1的容量误差要尽量小,以免影响开关电源的性能。当C1的容量太小时,会降低TOPSwitch-II的可用功率。上例中,若将宽范围输入时的C1容量由30μF改成20μF,则输出功率会降低15%;当C1<20μF时,会造成可用功率更显著地下降。
此外,C1的容量大小还决定着直流高压UI的数值。图1与图2实际上是在UI=105V情况下绘制的,而图3和图4是在UI=256V情况下获得的。这充分体现了C1对U1的影响。