采用变压器次级辅助绕组的软开关PWM三电平变换器

摘要：提出一种新型的ZVZCSPWM三电平直流变换器，在变压器的次级侧附加一个辅助绕组，整流得到的辅助电压，为滞后管创造零电流条件，较好地解决了滞后管轻载下软开关难的问题。新的主电路拓扑减小了高压下功率器件的电压应力。分析了各时段的工作原理，并提供了设计参考和实验结果。

关键词：三电平变换器；零压开关；零流开关；移相脉宽调制

1 引言

随着科技的发展，谐波污染问题越来越引起人们的关注，有源功率因数校正（APFC，Active Power Factor Correction）技术是解决谐波污染的有效手段。而三相功率因数校正变换器的前级输出直流电压一般为760～800V，有时甚至高达1000V，这就要求提高后级变换器开关管的电压定额，但是，很难选择到合适的开关管^[1]。另外，高频化也是变换器发展的方向，但是随着开关频率的提高，开关损耗也成比例地增加。本文提出了一种新颖的ZVZCSPWM三电平变换器，使开关管承受的电压应力为输入直流电压的一半，并使开关损耗减小，从而较好地解决了上述两个问题，克服了文献^[2]－[3]中所提出的ZVZCS三电平变换器的部分缺点，其主电路如图1所示。它采用移相控制，其中C₁和C₂是分压电容，其容量相等，并且很大，均分输入电压V_in，即V_C1=V_C2=V_s=V_in/2。L_k是变压器初级漏感，D₅，D₆是箝位二极管，S₁和S₄是超前管，C₃和C₄分别是S₁和S₄的并联电容，S₂和S₃是滞后管。C_ss为联接电容，分别将两只超前管和两只滞后管的开关过程连接起来。C_h是维持电容，它使初级电流复位，从而实现滞后管的ZCS，并防止初级电流ip反向流动。L_f是输出滤波电感，C_f是输出滤波电容，R为负载。

图1 主电路拓扑

2 工作原理及软开关效果

ZVZCSPWMTL直流变换器有9个工作模式，对应的工作波形如图2所示。

图2 工作波形图

在分析工作模式前作如下假设：

1）所有开关管、二极管均为理想器件；

2）所有电感、电容均为理想元件；

3）电容C_ss足够大，稳态工作时，C_ss的电压恒定为V_in/2；

4）输出滤波电感L_f足够大，其电流为输出电流I_o，可以认为是一个恒流源；

5）C₃=C₄=C_r。

2.1 工作原理^[4][5]

模式1（t₀～t₁） t₀以前S₁已开通，t₀时刻S₂导通，此时v_ab=V_s=V_in/2。由于L_k的存在，i_p不能突变，所以S₂是零电流开通。i_p逐渐增加，但还不足以提供负载电流，D₇与D₈依然同时导通，变压器次级绕组被钳位在零电压，变压器辅助绕组上的电压也为零。初级电流如式(1)线性增加

i_p=t (1)

模式2（t₁～t₂）在t₁时刻，i_p=nI_o(n=N₂/N₁)，初级开始为负载提供能量。辅助电路中的D₉导通，维持电容电压v_Ch开始充电上升。维持电容的电压和充电电流由式（2），式（3）给出

v_Ch(t)=n_aV_s[1－cos(ω_at)] （2）

i_ch(t)=－sin(ω_at) （3）

式中：Z_a=为谐振电路的特征阻抗；

ω_a=为谐振频率；

n_a=N₃/N₁为变压器辅助绕组与初级绕组的匝比，它小于变压器次级与初级匝比n=N₂/N₁的一半（忽略漏感和次级整流二极管的结电容间的寄生影响，以简化工作过程的分析）。

模式3（t₂～t₃） t₂时刻，L_k与C_h完成了半个谐振周期，V_Ch=2n_aV_s，电容C_h试图通过D_h放电，然而V_Ch<V_rec，所以D_h反偏。维持电容C_h保持电压不变，输出功率由主绕组承担。

模式4（t₃～t₄） t₃时刻S₁关断，i_p给C₃充电，C₃上电压逐渐上升，所以S₁是零电压关断。同时C₄放电，此时L_k和输出滤波电感L_f相串联，L_f一般很大，i_p近似不变，类似于一个恒流源，C₃电压线性上升，C₄电压线性下降。

v_C3(t)= （4）

v_C4(t)=V_s－（5）

初级电压v_ab=v_C4，次级整流电压与初级电压下降的斜率相同。

模式5（t₄～t₅） t₄时刻次级整流电压下降到维持电容电压V_Ch，此时二极管D_h导通，整流电压随着维持电容电压变化（设C_h比C₃，C₄大得多），C_h开始为负载提供部分电流。因为漏感储能仍使C₃充电C₄放电，初级电压几乎按与先前同样的斜率下降，这意味着次级整流电压比初级电压下降得慢。初级电压与次级反射电压之差加在漏感上，初级电流i_p开始下降。折算到初级的简化等效电路如图3(a)所示，初级电流和电压以及次级电压为

i_p(t)=nI_ocos(ω_bt)＋nI_o （6）

v_ab(t)=sin(ω_bt)－（7）

（a）模式5 (b)模式6 (c)模式7

图3 简化等效电路图

V_rec(t)=－sin(ω_bt)＋t＋2n_aV_s（8）

式中：ω_b=；

C_eq=C₃＋C₄。

模式6（t₅～t₆） t₅时刻，C₃的电压上升到V_s，C₄的电压下降到零，v_ab=0，此时D₄自然导通。D₄导通后，C₄的电压被箝在0，因此可零电压开通S₄，S₄与S₁驱动信号之间的死区时间应大于(t₅－t₃)。次级电压折算到初级后都加在漏感上，初级电流迅速下降。折算到初级的简化等效电路如图3(b)所示。初级电流和次级电压为

i_p(t)=I_acos(ω_ct)－sin(ω_ct)＋I_a（9）

v_rec(t)=nI_aZ_csin(ω_ct)＋V_acos(ω_ct) （10）

式中：Z_c=；

ω_c=；

i_p(t₅)=I_a；

v_rec(t₅)=V_a。

模式7（t₆～t₇） t₆时刻初级电流完全复位，整流电压v_rec(t₆)=V_β。然后整流二极管D₇关断，C_h提供全部负载电流，整流电压迅速下降，简化等效电路如图3(c)所示。此模式下的整流电压按式（11）线性下降。

v_rec(t)=V_β－t （11）

模式8（t₇～t₈） t₇时刻C_h放电完毕，然后整流二极管D₇，D₈同时导通，均分负载电流。

模式9（t₈～t₉） t₈时刻关断S₂，此时i_p=0，因此S₂是零电流关断，以后是S₂与S₃的死区时间。t₉时刻开通S₃，由于L_k的存在，i_p不能突变，所以S₃是零电流开通，电路工作进入另半个周期，其工作情况类似于前面的描述。从以上工作模式分析可以看出，这种变换器可以获得很好的ZVZCS软开关效果，并减小了占空比丢失。

2.2 ZVZCS软开关效果

2.2.1 超前管的ZVS范围

超前管并联的电容首先利用输出滤波电感的能量充电/放电（模式4），然后通过漏感储能充电/放电（模式5），因此易于实现ZVS，但在负载很轻时，超前管的ZVS会受到限制。在模式4最后时刻的初级电压等于维持电容电压折算到初级的峰值，初级电流i_p=I_on，从能量关系来看，若要实现ZVS，则漏感储能要大于或等于维持电容储能，即

L_k(I_on)²（C₃＋C₄）

I_o（12）

式（12）决定了超前管的ZVS范围，从式中可以看出，超前管的ZVS是由变压器匝比，开关管并联电容，变压器漏感和输入电压共同决定的，当电路中的条件满足式（12）时，在任意负载条件下，超前管都可以实现ZVS。

2.2.2 滞后管的ZCS范围

从前面的工作原理分析可知，初级电流由维持电容电压来复位。在轻负载下，维持电容不能完全放电，所以充电少，负载越轻，维护电容峰值电压越低。然而复位电流也随负载电流的减小而减小，滞后管的ZCS也能通过很低的维持电容电压获得，因此，滞后管的ZCS变化范围足够宽。

3 实验结果

一个2.7kW的变换器验证了这些特性。输入为三相50Hz/380V，输出为直流27V/100A，变换器工作频率为20kHz。超微晶ONL－805020，N₁=30，N₂=5，N₃=2，L_k=5μH，C_h=20μF，功率模块为2MBI50L－120X2。图4－图9为试验得到的波形。实验表明，该变换器可以在较轻负载下实现了软开关。